图（a）所示电路中，VF1是侧主MOSFET，来自PWM集成控制器的脉冲使其通／断工作。为使VF2的通／断时间与VF1相反，增设双向延时电路S1。现假设VF1为截止状态，VF2为导通状态，吸收电容Cr充电到VF1的漏极－源极间电压，由此，也吸收加在VF1上的浪涌电压。在由延时电路确定的延时时间后VF2截止，但这时，Cr两端电压等于加在VF1上的电压，因此，为零电压和零电流开关器件断开方式。

　　VF1截止后，二次侧二极管VD2的电流降为零，变压器无励磁能量。此时主绕组N1感应的回扫电压变为零，以高于C1上电压进行充电的吸收电容C1对主绕组N1反向放电，这样，放电电流经VF2的寄生二极管（虚线所示）流通。Cr放电开始时，VF2必须截止。由于Cr放电，电容Cr与主绕组的电感Lp产生谐振。

　　（a）原理电路；（b）实用电路

　　图 控制吸收电容充放电的电路图

　　若VF2为导通状态，谐振继续衰减振荡，但VF2截止状态时，电容Cr两端电压为零时振荡停止。若Cr停止谐振，则以VF1和VF2的输入较小容量电容继续产生较短周期的谐振。VF1再度导通时，轫小电容放电电流流经VF1本身而消耗掉。VF1导通时，其小容量电容充电的电压随导通时间而改变，但Cr两端电压降到电压，因此，可以减小Cr产生的损耗。也就是说，即使采用较大容量的电容Cr损耗也不会增大。

　　图（a）所示为采用VF2寄生二极管使Cr放电形式的电路。一般的M0S－FET寄生二极管恢复特性不适宜高频，因此，增设低耗二极管作为电容放电二极管，即图（b）中的二极管VD1。为使放电电流全部流经二极管VD1，在VF2回路中增加了逆阻断二极管VD2．逆阻断二极管VD2的耐压大于VD1的正向压降即可，因此，选用肖特基二极管（SBD）。另外，双向延时元件宜采用可饱和电抗器，延时元件和YF2的输入电容共同决定延时时间，需要较长延时时间时，可在栅极增接电容。输出电流一减小，VF1的导通时间就变短。这导通时间若短于延时时间，则VF1截止后，VF2导通，因此，VF1漏极－源极间电压UDS的波形偏离正常波形，功耗也稍增大。为降低输出电流，延时时间要非常短，这样，就不能充分有效利用电容Cr。这里，作为大致目标，输出电流设定为输出电流的2％～3％。