我们探索了两种形式的双边振幅调制（AM）及其相关的调制电路。我们知道，调制是将基带消息信号转换为RF频带进行传输的过程。但是，一旦收到调制信号，我们如何从调制信号中恢复该消息呢？
在本文中，我们将注意力转向解调的问题。在大多数情况下，我们将重点介绍双层式抑制载波（DSB-SC）信号。但是，在文章的末尾，我们还将讨论传输载波组件的双侧带解电电路。
DSB-SC调制信号
在讨论解调之前，让我们简要回顾一下我们对DSB-SC调制的了解。为了获得DSB-SC信号，我们使用具有以下形式的载波波：
c（t）?=?ac cos（ omegact）
等式1。
在哪里：
A C =载体振幅
ωC =载波频率（rad/s ）
t =时间。
然后，我们将基带消息信号（M（t））乘以载波，产生：
s（t）?=?m（t）? times?ac cos（ omegact） 等式2。
在频域中，该乘法对应于基带信号频谱（M（f））的卷积，并具有余弦函数的光谱。这些频谱分别用M（F）和C（F ）表示。
基带光谱（左上方），载波光谱（右上）和调制信号光谱（底部）。
图1。时间域中的乘法对应于频域（顶部）中载体的基带光谱的卷积。这将基带光谱转换为±F C （底部）。
在图1的下半部分，我们看到调制波的光谱（S（f））具有两个基带谱的副本：一个移动到载体频率（F C），另一个移动到–f c。
基本的DSB-SC解调
给定一个理想的通道（一个没有噪声和失真），接收的信号与传输的DSB-SC信号相同：
r（（t） = s（（t） = m（（t） × 一个ccos（（ωct） 等式3。
要解码信号，接收器必须生成与原始载体相同频率和相位的载体。这称为连贯或同步解调。然后，我们将R（t）乘以接收器的载波波，并用合适的带宽施加低通滤波器。图2说明了解调过程。
DSB-SC信号的解调。
图2。DSB -SC信号的解调。
假设接收器中的局部生成的载体相对于原始载波具有?的相误差：cr（（t） = cos（（ωct + ?） 等式4。
乘数输出处的信号为：
s一个（（t） = cr（（t）r（（t） = cos（（ωct + ?） × m（（t） × 一个ccos（（ωct） = 12一个cm（（t）[cos（（?） + cos（（2ωct + ?） 这是给出的
等式5。
个学期还原基带谱。第二项产生的基带光谱的复制品以载体频率为中心的两倍。图3显示了我们在将接收信号乘以本地载体后获得的光谱（假设调制信号光谱如图1所示）。
信号的频谱在乘数的输出（解调图中的节点A）。
图3。乘数输出处信号的光谱（解调图中的节点A）。
由于消息信号的带宽（b）远低于载波频率（F C），因此我们可以使用低通滤波器来抑制以2 f c为中心的信号组件。这使我们在输出处拥有基带谱：
so你t（（t） = 12一个cm（（t）cos（（?） 等式6。
公式6表明，输出光谱受到发射器上使用的载波和在接收器生成的载波之间的相误差的影响。对于非零?，输出信号的幅度减少了COS（?）的系数。例如，如果? = 45度，则输出信号的幅度降低了约0.7，并且输出功率降低了一半。当 = 90度时，输出信号将减少为零。
如果相位误差在信号接收期间保持恒定，则检测器会产生衰减但准确的基带信号繁殖。但是，由于通道的可变性，通常会随着时间的推移不可预测。这导致检测器输出的相应随机变化，这是不可取的。
为了使本地振荡器与原始载体完美同步，我们需要比图2所示的更复杂的电路。我们将在下一节中检查一个这样的电路。
科斯塔斯循环
实现相位互连接的一种方法是使用相锁的环。所得的解调电路（称为Costas循环）在图4中可以看到。
科斯塔斯循环。
图4。科斯塔斯循环。
该电路包含两个检测器路径：
上路径，称为同相检测器或I通道。
下部路径，称为正交检测器或Q通道。
像图2中的基本解调器一样，每个路径都包含一个乘数和低通滤波器。 I通道路径上的乘数是由余弦波驱动的：
c我（（t） = 2cos（（ωct + θr） 等式7。
其中θr是局部振荡器的相位。
Q通道的乘数由正弦波驱动：
c问（（t） = 2罪（（ωct + θr） 等式8。
另一个乘数结合了相相和正交路径的输出，产生了一个反馈信号，该信号使电压控制的振荡器（VCO）正弦波与原始载波同步。
Costas循环的操作
让我们遵循从图4的输入到其输出的信号。我们从dsb-sc信号开始： r（（t） = m（（t）cos（（ωct + θ我） 等式9。
其中θI是输入信号的相位。
信号通过I通道通过节点C处的输出。此外，输入信号通过Q通道传递到节点D。我们现在有两个不同的信号：
vc = m（（t）cos（（θe）和vd = m（（t）罪（（θe） 等式10。
其中θE = θI – θR。
我们将使用这两个信号向VCO提供反馈。我们首先将节点C和D处的信号乘以在一起，从而在节点E处产生以下内容：ve = 0.5m2（（t）罪（（2θe） 等式11。
之后，信号通过另一个低通滤波器，在节点F处创建反馈信号：vf = r罪（（2θe） 等式12。
其中r是0.5 m 2（t ）的直流分量。这将应用于VCO的输入，该输入的静态频率为c。
反馈电路会自动纠正本地振荡器和原始载体之间的任何相误差。当相误差为零（θE = 0）时，上臂会产生消息信号（M（t）），而下路径的输出将减少为零。
VCO相误差校正
要了解电路如何化相误差，让我们假设局部振荡器的相位略微偏离理想值。假设相误差很小，则可以将节点E处的信号近似为：
ve = 0.5m2（（t）罪（（2θe） ≈ 0.5m2（（t） × 2θe = m2（（t） × （（θ我 - θr） 等式13。
在上面的公式中，我们看到V e与相误差成正比。换句话说，V e的极性和幅度取决于θe的符号和振幅。通过通过低通滤波器将V e传递，我们获得了用于调整VCO的DC控制信号。
使用飞行员载体的同步解调
解决相误差的另一种方法是将低级载波纳入传输信号。该载流子组件（称为驾驶器音调）是接收器同步解调的相位参考。图5显示了一个双侧发射器，该发射器包括传输信号中的试验音调。
乘数和加法器创建带有传输载体的DSB信号。
图5。乘数和加法器创建带有传输载体的DSB信号。
在上图中，将载体缩放为K的因子，然后添加到输出信号中。缩放系数使我们能够控制飞行员音调相对于信息带信号组件的功率。接收器（图6）使用窄带滤波器提取驾驶张音调，然后将其乘以接收的信号以执行解调。
一个配置为提取相位交连adododulation的试验音调的接收器。
图6。配置的接收器，用于提取相位互联解调的试验音调。
请注意，这不符合DSB-SC调制。由于载体存在于调制信号频谱中，因此这不符合抑制载体技术的资格。
