1200V超快二极管及其应用

在电能传输中众所周知的事实是，低压系统中的欧姆损耗对效率的影响比高压系统中的更大。正是出于这个原因，手机和平板电脑充电的新标准已经制定（USB-PD），允许这些设备通过 9V、12V 甚至 20V 电源充电，而早期的标准是 5V。

当然，手机和平板电脑或多或少都是低功耗系统（大约1至10瓦），但在较高功率系统（1千瓦及以上）中也可以观察到类似的趋势。

UPS、光伏逆变器和电动汽车充电器等高功率电力转换系统通常使用升压/反激式转换器、降压/正激式转换器和谐振转换器等 DC/DC 转换器构建模块构建。反激式和正激式转换器基本上分别是升压转换器和降压转换器的隔离对应物。 

传统上，此类系统的直流电压水平过去约为 400V。在许多新型高功率系统中，使用 700V 或以上的内部直流电压是为了受益于使用更高电压更容易实现的效率优势。基本上出于同样的原因，许多现代手机使用 12V 左右的 USB-PD 电压电平，而不是传统的 5V USB 电平。

图 1 具有各种 DC/DC 构建模块的 UPS 系统框图

硬开关、软开关和二极管行为导致的功率损耗

当谈到 DC/DC 转换器的开关行为时，本质上只有硬开关和软开关。双极pn结二极管在硬开关和软开关情况下表现不同。这可以通过检查连续导通模式 (CCM) 下的升压转换器和 LLC 谐振转换器的运行情况来说明。 CCM升压转换器本质上是硬开关，LLC谐振转换器本质上是软开关。

图2 升压转换器原理图

硬开关

CCM 升压转换器通常用作电源转换器系统中的功率因数校正 (PFC) 电路。当在时间t 1时，开关Q1闭合，电感器L1中的电流(I L1 )建立，而二极管D1中的电流(I D1 )停止流动。当Q1在时间t 2处打开时，电流开始流过二极管。在 D1 必须开始传导电流的时刻（在时间t 2处），二极管的漂移区中仅存在低浓度的电荷载流子（电子和空穴）。这使得二极管的初始阻抗相对较高，从而导致二极管两端出现高电压降 ( V fr )。经过一定时间（t fr – 大多数为 10 至 100 ns 的量级），足够的电荷载流子被注入漂移区，二极管的阻抗急剧下降，并且二极管两端的压降降低至静态 V F特定正向电流的电平。二极管导通引起的能量损耗（导通损耗）可近似为：

能量E sw-on在二极管本身中完全耗散。

接通后，流过二极管的电流继续流动并逐渐下降。继续斜坡下降，直到开关 Q1 再次闭合。二极管导通期间的能量耗散为：

可以估计大约等于：

其中V F '和IF '分别是平均V F 和IF 水平。所有传导损耗都消耗在二极管中。

当 Q1 关闭时，序列会重复。

二极管 D1 关闭时 ( t 1 ) 中流过的电流明显偏离零。在这种情况下，双极二极管无法瞬时阻断电流。在双极二极管中，必须先去除漂移区中存储的电荷，然后二极管才能阻止电流流动。图 3 中可以清楚地看出与提取存储电荷相关的反向电流。

图 3 CCM 升压转换器二极管中的电流波形（模拟）；黑色 = IL1，红色 = ID1

移除存储的电荷 ( Q s ) 会导致功率损耗：关断损耗 ( E sw-off )。与关闭相关的功率损耗与存储的电荷需要移动的电压轨迹成正比；在普通升压转换器中，电压轨迹等于升压转换器的输出电压 ( V out )；也就是说，存储的电荷初处于V out电平，并且由于 Q1 关闭而被“传输”至地电位 (0 V)。

存储的电荷Q s是二极管 ( IF )中流动的电流和（双极）载流子寿命τ a 的乘积。

结合以上两个方程，并知道关断发生在t 1，关断损耗的表达式为：

能量E sw-off通常仅在二极管本身中部分耗散；一般来说，大量能量会在开关Q1中耗散。

图4 LLC谐振变换器原理图

双极性载流子寿命τ a不是一个常数；寿命随着硅器件中的电流密度而降低。这使得考虑使用较小的二极管来降低整个系统的功率损耗变得很有趣，特别是当开关损耗恰好已经超过传导损耗时。尽管在应用中使用较小的二极管时传导损耗会增加，但该损耗可能会通过开关损耗的减少得到补偿。另请参见文本框“传导损耗与开关损耗”。

载流子寿命随着温度的升高而增加。因此，尝试保持双极二极管较低的工作温度以保持较低的开关损耗是有意义的。

图 5 LLC 谐振转换器的二极管中的电流波形（模拟）；蓝色 = ID1 和 ID4，红色 = ID2 和 ID3

软开关

LLC 谐振转换器通常可以作为 UPS 或 PV 逆变器的构建块。开关 Q1 和 Q2 与 L1（变压器的磁化电感）、L2（变压器的漏感）和 C1（谐振电路的串联电容）一起产生正弦（或分段正弦）电流，从变压器的次级侧。该正弦电流由二极管电桥（D1、D2、D3、D4）进行整流，从而在输出缓冲电容器 C2 上产生直流电压。当二极管导通和关断时，在二极管对 D1 和 D4（以及对 D2 和 D3）中流动的电流基本上为零。 

由于二极管在过零时导通，因此二极管导通损耗比硬开关拓扑低得多 - Vfr 电压过冲低得多，有时甚至无法检测到。对于接通功率损耗，相同的公式 (1) 适用于硬开关拓扑，但在软开关拓扑中 IF 接近于零，因此接通损耗几乎为零。

二极管关断损耗也低得多，因为当二极管需要关断时，正向电流水平接近于零。同样适用相同的公式（3 或 5），但 IF 远低于硬开关拓扑中的值。因此，这也使得关断损耗低得多，这可以很容易地从图 5 中二极管的反向恢复电流幅度中看出——反向恢复电流仅略微降至零以下。

对二极管的主要要求是它必须足够快，以跟上（LLC 谐振）功率转换器的开关频率。

能量损失中的一个组成部分是无法避免的：传导损失。同样在软开关拓扑中，传导损耗由第二个方程给出。

由于开关损耗在软开关拓扑中起着不太重要的作用，因此相同的（超快/超快）双极二极管在软开关拓扑中可能会比在硬开关拓扑中消耗更高的开关频率。

1200V二极管

超快双极二极管需要寿命控制才能使其快速开关（另请参阅文本框“寿命控制”）——原则上 600V 二极管和 1200V 二极管之间没有根本区别。但是，与600V二极管相比，1200V二极管需要更宽的漂移区/耗尽区，以应对1200V反向电压。更宽区域的结果是存储电荷提取（在二极管应该关闭的时刻）需要更长的时间。为了使 1200V 二极管与 600V 二极管一样快，需要进一步缩短载流子的寿命。不幸的是，这种额外的载流子寿命缩短也会影响二极管的正向压降：VF 将上升，因此传导损耗将更高。因此，600V 超快二极管的 trr 值指定为 20 ns 量级，而 1200V 超快二极管的 trr 值指定为 60 ns 量级。

在 600V 二极管中选择导通损耗和开关损耗之间的适当平衡已经是一个挑战，而对于 1200V 二极管来说则更具挑战性。

漏电和高工作温度能力

双极二极管端子上的高反向电压将导致漏电流流动。超快二极管需要高浓度的复合中心（另请参见文本框“寿命控制”），以便为器件提供快速开关特性，但不幸的是，这些复合中心也充当产生中心，导致更高的漏电流。此外，当超快二极管的工作温度升高时，生成中心的活动增加，从而导致更高的漏电流。 

当超快二极管必须能够在高温下可靠工作时，漏电流不能上升到因漏电流而导致器件热失控的水平，这一点至关重要。为了实现这一目标，应使用寿命控制方法来为超快二极管提供这些所需的特性。传统的所谓“Gold-kill”工艺通常不允许所得超快二极管在 150 °C 以上的工作温度下使用。增强型所谓的“Platinum-kill”工艺可提供可在高达 175°C 的温度下使用的超快二极管，因此是制造能够在高温下工作的超快低漏电二极管的工艺。

使用正确的寿命控制并在传导损耗和开关损耗之间选择正确的平衡，可产生 1200V 超快二极管，从而实现经济高效且高效的高功率/高压开关模式电源转换系统。

传导损耗与开关损耗

在所有半导体开关（二极管、BJT、MOSFET 等）中，当涉及到功率损耗时，两个方面通常占主导地位：电流传导和开关。

当半导体开关处于导通状态时，流过器件的电流会导致器件两端产生压降。电压和电流的乘积就是导通状态下发生的功率损耗。通过制造更大的半导体开关可以减少通态传导损耗：使用更多的硅。

当半导体器件的“充电状态”必须改变时，就会发生开关损耗，因为器件需要从关断状态变为导通状态，反之亦然。所涉及的电荷传输量决定了每个开关周期的能量损失。减少开关能量损耗的一种方法是使半导体开关更小：使用更少的硅。减少开关能量损耗的第二种方法是选择从关断到导通状态转换需要较少电荷传输的器件类型，反之亦然。不幸的是，需要较少电荷传输的开关通常表现出较高的通态损耗。

此外，可以通过减少单位时间的开关周期数（即：使用较低的开关频率）来减少单位时间的开关能量损耗（即：功率损耗）。但在大多数开关应用中，开关频率或开关频率范围由外部因素决定，因此选择开关频率（范围）的自由度通常有限。

必须在传导损耗和开关损耗之间进行权衡，目标是达到的总功率损耗。这意味着必须根据应用选择设备。在以极低频率开关的应用中，需要大量电荷传输进行开关的大型设备通常会产生的功率损耗。但是，当开关频率升高时，开关损耗会增加，器件要么是较小的开关，要么是需要较低开关电荷传输的开关，要么是两者的组合。尽管必须承受较高的传导损耗，但开关损耗的降低将导致总功率损耗化。