隔离飞跨电容器多电平反激转换器 (FCMFC) 拓扑采用隔离飞跨电容器进行高增益 DC-DC 功率转换，同时保持初级-次级隔离并提高传统反激变压器电路的效率和能力。三个转换器（一个作为控制的反激式转换器、一个三电平 FCMFC 和一个四电平 FCMFC）经过设计和测试，以展示这种新拓扑的增益和效率优势。 FCMFC 原型比使用相同市售变压器的反激式设计实现了更高的增益和效率。
图 1 显示了 FCMFC 基本的形式。本系列的第 1 部分已经讨论了该转换器的介绍，重点是设计和比较。
图1 。飞跨电容多电平反激变换器的一般形式。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
转换器操作 开关状态和电压增益 FCMFC 的操作如图 2、3 和 4 所示。对于更别的器件，操作是相同的，即使这是简单的 FCMFC，具有 N = 3（或 N3）个电压级别（2 个电容器：1 个悬空和1 个输出）。对于每个飞跨电容器，更别的器件添加了两种开关状态：一种用于对磁化电感充电 ，另一种用于向附加飞跨电容器放电。主MOSFET 控制 FCMFC 的开关速率。
当 S 接通时，双绕电感器的磁化电感将为 DT 充电，如图 2 所示，其中 D 是输入开关的 S 占空比，Ts 是其开关周期，是其开关频率的倒数。此时插入的二极管 D3 可防止通过 FET 的体二极管进行二次导通。
图2 . FCMFC 操作的状态 1 和 3：充电 Lm。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
如图 3 所示，S 关闭，S2 开启，S1 关闭。此时，电感器仅通过 D1、S2 和 D3 对快速电容器 C1 充电。电感器在下一个状态中再次充电，如图 2 所示。
图3 . FCMFC 操作的状态 2：充电 C1。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
输出级如图4所示，其中S1为ON，S和S2为OFF。观察在此情况下电流通过 C1 负端、D2 上升并进入输出电容。电流通过D3返回。电感和飞跨电容共同作用，增加输出电容的能量。
图4 . FCMFC 操作输出级的状态 4：对 C0 充电。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
相移脉冲宽度调制 (PSPWM) 用于调节转换器，如图 5 所示。当初级开关关闭时，(N-2) 个次级开关将导通，为快速电容器级充电。
图5 .相移脉宽调制。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
使用电感器伏秒平衡获得的电压转换比说明了可产生更大增益的能量倍增效应。反激式转换器是基本的 FCMFC（N2 情况），其转换比由此公式给出。对于更高的 N 级结构，会发生此过程，每个飞跨电容器都会为下一个飞跨电容器充电，直到输出电容器充电为止，如图 4 所示。
\[M(D)=\frac{V}{V_{in}}=\frac{n(N-1)D}{1-D}\,\,\,\,\,(1)\]
图 6 绘制了等式 (1) 所示的增益，所有转换器的变压器匝数比均为 n = 5/3。对于每个给定的占空比，FCMFC 的增益都较大。对于电压转换比，即等式中的“(N-1)”项，每个飞跨电容器都会产生乘数影响。使用一个飞跨电容器时，反激式转换器的增益会增加一倍，使用两个飞跨电容器时，增益会增加三倍，对于更别的转换器，依此类推。这种连接如图 6 所示，其中显示了反激式转换器和两个 FCMFC 转换器的电压增益。
图6 .反激式和 FCMFC 的理想电压增益与占空比。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
然而，由于硬件条件并不理想，这条理想的增益曲线提供了有关能力的信息。当反激式和 FCMFC 在硬件中实现时，这些损耗会降低潜在增益。图 7 显示了更的电压增益预测器。经过分析，这些曲线代表了 FCMFC 的主要损耗成分。为了证明申请这项工作需要什么责任，包括八倍增益的平线。
图 7 .用于 160Ω 负载的反激式和 FCMFC 的非交易电压增益。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
如图 6 所示，理想情况下所需的占空比明显低于图 7 所示负载情况下的占空比。由于接近 90% 占空比的传导损耗，N3 转换器比 N4 转换器具有更大的增益，这说明了终与多层结构的权衡。更高的 N 层结构并不总是效率较低，但这项工作的重点是功能证据而不是优化。十级或更多级的高阶多级转换器已被证明非常有效。
FCMFC 中使用的次级 FET 具有较低的额定阻断电压 V/(N-1)，这使得能够使用具有较低导通电阻的较低额定值 FET。由于 FCMFC 的增益显着增加，本研究中的所有开关都选择了 100 V 额定值。值得注意的是，即使在负载下运行，FCMFC 也比反激式转换器具有更高的增益。
当前分析
使用电容器电荷平衡计算的平均磁化电感电流如公式（2）所示。所得方程与反激式转换器的方程相同，但附加了 (N-1) 项来考虑分子中的飞跨电容器。虽然由于前一章所述的增益增加，可以采用更高的 N 电平转换器来降低占空比，但磁化电流不会直接增加一倍或三倍。
对于本文创建的三个转换器，平均磁化电流如预期的那样在图 8 中确定。对于N2、3、4级器件，平均磁化电流分别为2.42A、2.83A和3.25A。所示的增益增加将输入开关的占空比从 82.76% 降低到 70.59% 到 61.54%，分别如公式 (1) 所示。由于初级侧导通减少，每个转换器的平均输入电流在图 8 中相同，均为 2A。
\[I_{L}=\frac{n(N-1)V}{R(1-D)}\,\,\,\,\,(2)\]
\[\Delta i_{Lm}=\frac{V_{in}D}{2f_{s}L_{m}}\,\,\,\,\,(3)\]
图 8 .磁化和输入电流。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
从公式 (3) 可以看出，励磁电感 Lm、输入电压 Vin、占空比 D 和开关频率 fs 都会影响纹波电流。所需转换比的工作占空比是该等式中所示的多级结构的变化。在给定增益下，更别的转换器可以以减小的占空比运行，从而降低初级电感器上的纹波电流值。图 9 显示了计算出的在 MOSFET 关闭之前流经 MOSFET 的峰值电流。更别的器件具有更大的平均磁化电流。
图 9 .峰值 MOSFET 电流和次级端子电压。图片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供
齐纳缓冲器功耗
当初级 FET 关断时，初级绕组上的漏感将导致较大的电压尖峰。这是反激式转换器的一个问题，但不同类型的缓冲电路可以解决这个问题。其中耐用的是齐纳缓冲器，如图 1 所示，非常适合此练习。从 FET 的开关节点到正输入电压节点，肖特基二极管和齐纳二极管串联连接。
当 FET 关闭时，峰值电流存储在“变压器”的漏感中，从而在 FET 上产生较大的电压尖峰。发生这种情况时，齐纳二极管将以其齐纳电压导通，通过将漏电流发送回源来平衡开关节点的电压。该缓冲电路使用的功率如公式（4）所示。
\[P_{clamp}=\frac{1}{2}L_{lk}I_{max,S^{2}}\frac{V_{clamp}}{V_{clamp}-\frac{1}{n (N-1)}V_{out}}f_{s}\,\,\,\,\,(4)\]
一项更改是为了考虑 FCMFC。这是(N-1)项。这表明，当初级 FET 关闭时，只有少量转换器的输出电压通过变压器反射。这是因为电路次级侧飞跨电容器上的电压分散了。如图 9 所示，其中 N = 2、3 和 4 时，次级端子处的电压为 V/(N-1)。
尽管转换器的峰值 FET 电流会更高，但反射电压会低得多：N3 转换器为 50%，N4 为 33%。使用等式（4），这些转换器的电压钳位缓冲器的预测损耗要低得多。从反激式 (N2) 转换器转换为 N3 FCMFC 时，功率损耗下降了 67%，从反激式转换器的 1.20 W 降至 N3 FCMFC 的 0.39 W，因为 N3 FCMFC 中的阻断电压较低。
但请注意，N4 设备的功耗从 0.39 W（对于 N3）到 0.40 W（对于 N4）。这是因为输出电压分数是二分之一而不是三分之一，并且峰值电流上升，如图 9 所示。尽管 N4 器件损失 0.4 W，但它仍然比反激式转换器损失少 66%，其功耗为 1.2 W。较别的器件通过齐纳钳位缓冲电路会损失更多功率，但需要 12 级别或更别的器件才能损失与反激式一样多的功率。
尽管反激转换器可以使用更高的匝数比，从而降低缓冲器中的功率损耗，但这项工作展示了 FCMFC 如何增加现成反激变压器的使用，因此这是一个公平的比较。缓冲器还可以调节到更高的电压，从而减少功率损耗，但对初级 FET 的保护更少，从而降低其可靠性。
隔离飞跨电容多电平转换器工作模式要点
本文讨论了隔离飞跨电容器多电平转换器的工作原理。以下是一些要点。
每个飞跨电容器的影响都是倍增的。使用一个飞跨电容器，反激式转换器的增益可增加一倍；如果是两个，则变为三倍，对于更别的转换器，依此类推。由于占空比接近 90% 时的传导损耗，N3 转换器的增益高于 N4 转换器，这说明了多层结构的终权衡。较高的 N 层结构并不总是效率较低；然而，事实证明，具有十级或更多级的高阶多级转换器非常成功。可以使用较高的 N 电平转换器和较低的占空比来增加增益，但磁化电流不会增加一倍或三倍。由于初级侧传导的减少，进入每个转换器的平均电流量是相同的。当初级 FET 关断时，初级绕组上的漏感将导致较大的电压尖峰。这是反激转换器的一个问题，但可以使用不同的缓冲电路来解决。
