在本文中，我们将分析以下小信号特性：
小信号增益。
输出电阻。
频率响应。
图 1 显示了我们将要检查的电路。为简单起见，它与我们在上一篇文章开头介绍的电路相同。这是共漏放大器的基本版本；与现实世界的实现不同，它使用理想电流源。
上一篇文章中的基本共漏放大器。
图 1.基本共漏放大器配置。
由于放大器使用 NMOS 晶体管，因此漏极连接至V DD 。如果晶体管为 PMOS，则漏极将连接至地。
小信号增益
上述电路的小信号模型如图2所示。我们用它来求解传递函数。
图1中共漏极放大器的小信号模型。
图2.图1中共漏极放大器的小信号模型。
根据基尔霍夫电流定律，输出节点处所有电流的总和等于零。对于图 2，这意味着：
i1 + i2 + i3 = 0
等式 1.
在此模型中，v gs = v in – v out且v bs = – v out。考虑到这一点，我们可以从图 2 中得出i 1、i 2和i 3的值： i1 = gmvgs = gm(vin ? vout)等式 2.
i2 = gmbvbs = ?gmbvout 等式 3.
i3 = ?voutro
等式 4.
在哪里：
r o是晶体管的输出电阻
g m是跨导
g mb是体效应跨导。
由于共漏放大器的源极不接地，因此体效应始终存在。将这些电流值代入公式 1，我们得到：
gm(vin ? vout) ? gmbvout ? voutro = 0等式 5.
收集术语的结果是：
vingm = vout(gm + gmb + 1ro)等式 6.
利用公式 6 和增益公式
Av = voutvin = gmro(gm + gmb)ro + 1等式 7. 我们现在可以求解小信号增益：
由此，我们证实了大信号分析中看到的结果——源极跟随器充当电压缓冲器。尽管由于体效应，增益永远不会完全等于 1，但可以非常接近。
现在我们已经计算出了小信号增益，让我们检查一下共漏极放大器的电阻。
输出电阻
由于放大器的输入是晶体管的栅极，因此输入电阻是无穷大的。本节中我们不再讨论这个问题。为了找到输出电阻，我们将测试电压 ( v t ) 连接到输出节点，并在放大器输入接地的情况下计算从该节点流出的电流 ( i t )。图 3 显示了我们的测试设置。
用于查找共漏放大器输出电阻的测试设置。
图 3.用于查找图 1 中的共漏极放大器输出电阻的测试设置。
从该图中可知，v gs = – v t和v bs = – v t，我们发现测试电流为： it = gmvt + gmbvt + vtro
输出电阻等于测试电压除以测试电流（\（R_{out}~=~\frac{v_{t}}{i_{t}}\））。因此，我们有：
这些方程式说明了源极跟随器的输出电阻非常低。其近似值
比晶体管输出电阻 ( r o ) 小很多，证明了放大器能够将高阻抗增益级与其输出负载隔离开来。
频率响应
，让我们使用图 4 中的电路和小信号模型来研究共漏放大器的频率响应。请注意，这次我们忽略了体效应和沟道长度调制。
共漏放大器电路原理图和相应的小信号模型。
图 4.用于频率计算的共漏放大器（左）和相应的小信号模型（右）。
如果我们计算上述小信号模型的传递函数，我们得到：
VOUTVIN = gm + (CGS)sRS(CGSCL + CGSCGD + CGDCL)s2 + (gmRSCGD + CL + CGS)s + gm
在哪里：
C GS是栅极 - 源极电容
C GD是栅极至漏极电容
C L是负载电容
R S是源电阻
s是复频率。
从公式 10 中我们可以看出，源极跟随器在左侧平面上有两个极点和一个零点。这是由于栅极-源极电容在高频下使输入和输出节点短路所致。
输入阻抗和输出阻抗（分别为Z in和Z out）也可以告诉我们有关该放大器频率响应的一些有趣信息。要计算 Z in，我们将使用图 5 中的电路。
用于查找输入阻抗的源跟随器测试设置。
图 5.用于查找输入阻抗的源跟随器测试设置。
如果我们忽略体效应，输入阻抗是无限的。如果我们不忽略体效应，我们得到：
Zin = 1(CGS)s + (1 + gm(CGS)s)(1(gmbCL)s)
等式 11.
相乘后，两个项的分母为s 2。这意味着输入阻抗在某些频率下可能为负。负阻抗可能导致系统不稳定，因此源极跟随器在振荡器设计中非常有用。
为了找出Z out，我们在图 4 的输出端添加一个测试电压源，并测量其输出电流。当我们将测试电压除以其输出电流时，我们得到： Zout = RSCGS + 1gm + (CGS)s等式 12.
从该方程式中，我们观察到共漏放大器的频率响应如下：
在低频时，Z out = 1/ g m。
在高频下，Z out = R S。
如果R S > 1/ g m，则输出阻抗随频率的增加而增加。
这种行为类似于电感器，使得源极跟随器在高频应用中作为电感器的替代品很有价值。
