基于 BLDC 的逆变器系统广泛应用于冰箱、洗衣机、烘干机、房间空调和风扇电机等消费类应用，因为它比使用直流电机或交流感应电机的传统解决方案更快、更安静、更节能。如今，由于节能和法规要求，它的需求和扩展已成为强制性要求。推动这一进步的关键技术是逆变器技术，特别是传递模塑集成功率模块。
自 1998 年以来，转移模塑封装技术已成功应用于使用IGBT、续流 FRD 和 MOSFET 作为电源开关以及使用高压集成电路 (HVIC)作为栅极驱动器的电机驱动 IPM [1]-[6]。IPM 的电压和电流范围已陆续增加到 1200V 和 50A 以上。转移模塑技术的优势主要在于同时使用铜引线框架作为电导体，这可以大大减小封装尺寸以及制造成本。
家用电器空调和净化系统中使用的低功率 BLDC 风扇电机逆变器设计由于数量巨大且产品空间有限，对成本和尺寸限制要求非常严格。通过将横向 IGBT 与控制电路集成在单个硅片上，已经针对此应用开发了多项单芯片逆变器解决方案。它们可以提供更小的电路面积，但也存在一些缺点。电路设计缺乏灵活性，而且功率耗散集中在一个位置，这会导致热管理问题。LIGBT 的开关性能和耐用性低于传统开关器件，导致应用范围和可控性非常有限。
对于这些小型风扇电机驱动应用，Alpha and Omega Semiconductor 开发了一种新型表面贴装 IPM。建议的模块由采用新封装的先进 MOSFET 和栅极驱动 IC 组成，是一种高度紧凑、可靠且经济高效的解决方案。由于采用了部分超结 MOSFET 技术、集成自举电路的 HVIC 以及优化的封装设计，IPM 的封装尺寸极小，因此可以显著提高系统的成本效益开发，减小逆变器电路板尺寸，实现简单可靠的 PCB 组装。
图 1：建议的 IPM。（a）外部视图，（b）内部等效电路和引脚配置
紧凑的封装和电气设计
图 1(a) 显示了所提出的双列直插式 IPM 的 19 引脚计数封装的轮廓。采用了引线框架结构，并在其上焊接了多个 MOSFET 芯片和栅极驱动 IC。此封装所需的总表面为 18mm x 10.3mm = 185.4mm2（包括引脚引线）。分立解决方案采用三片 SO-8 封装的 HVIC 半桥驱动器，每个驱动器的表面需求为 5mm x 6.2mm = 31mm2，六片 DPAK 封装的功率器件，每个器件的表面需求为 6.5mm x 10mm = 65mm2，需要 483mm2（= 3x 31mm2 + 6 x 65mm2）的表面。因此，保守地总结尺寸优势（忽略复杂布线的空间）与分立解决方案相比，PCB 空间需求仅为其 38%。图 1(b) 示出了内部等效电路和引脚配置，该电路由六个 MOSFET 作为功率开关器件、包括集成自举元件的高端栅极驱动 HVIC 和包括温度传感 (VOT) 和固定过温保护功能的低端栅极驱动 LVIC 组成。信号 COM 位于电源地 N 端子处。有两个 u 相输出引脚 U1 和 U2，需要通过外部 PCB 布线连接。
图2：新型MOSFET的垂直结构
图2显示了集成在IPM中的新型MOSFET的垂直结构。它是专为具有部分超结配置的电机驱动应用而新开发的。与传统平面MOSFET相比，功率密度Rds·A提高了30%以上，并且与超结器件相比，它可以提供更合适的EMI可控性。
图 3：开启开关行为
图 4：短路耐受性
通过微加工和晶圆工艺技术，设计的部分超结 MOSFET 实现了适当的导通开关性能。从图 3 所示的实验波形中，我们可以清楚地看出，在 EMI、噪声和功耗方面，Irr、Qrr 和 trr 性能与三相电机驱动应用中使用的传统平面 MOSFET 技术相当。已对栅极电阻器 Qg 和 Vth 进行了选择和设计，以防止导通时的击穿问题。
图4显示了MOSFET短路耐久性的评估波形。它显示超过100us的耐受时间，这对于逆变器的稳定设计和控制来说已经足够好了。
已根据包括寄生电路电感在内的实际 IPM 逆变器电路条件评估了开关操作 SOA。尽管所提出的 IPM 的额定电压为 500V，但受 MOSFET 击穿电压 (BV) 限制，我们已将施加的直流链路电压提高到 600V 以上。为了保证 500V，MOSFET 的典型 BV 设计基于 550V。值得注意的是，由于 MOSFET 设计非常坚固，在直流链路电压为 550V 的条件下，开关操作中没有任何异常现象，如图 5 的波形所示。当我们施加超过 600V 的直流链路电压时，由于部分直通电流，观察到出现异常导通电流。但由??于短路强度高，IPM 没有发生破坏性故障。
图 5：开关 SOA 测试
高精度温度转换电路已通过激光微调技术集成到嵌入式栅极驱动 LVIC 中。VOT 引脚生成与 LVIC 温度相对应的模拟输出电压信号。可以在更接近可容忍额定值的结温下使用 IPM。图 6 说明了 VOT 的输出特性。对不同批次的样品进行了评估，以验证 VOT 性能在实际应用条件下的容差。值得注意的是，LVIC
图 6：建议的 IPM 的 LVIC 温度输出
通过LVIC的合理设计及其精密的晶圆工艺，可以测量温度。由于所提出的IPM封装尺寸很小，VOT的电压输出将根据MOSFET的结温做出快速响应。它可为应用提供简单、廉价且准确的解决方案。
图 7：fSW=20kHz、PF=0.8、VDC=300V、VCC=15V 时的工作热模拟
申请考虑
考虑到 50W-BLDC 电机的工作条件，进行了热仿真。采用了 20kHz 的 PWM 开关频率，这被视为现场的正常频率，以避免可听见的噪声。从图 7 所示的仿真结果可以看出，FET 4 的结温，而低压侧 FET 1 的温升。两个 MOSFET 芯片之间的温差为 8°C。可以说，模块的额定功率将受到 FET 3 和 FET 4 的中心芯片的限制。在应用的工作条件下，LVIC 温度比 FET 4 低 17°C。
图 8 解释了所提出的 IPM 应用示例的仿真摘要，其中仿真是基于连续工作功率条件进行的。在图 8(a) 中，功率损耗是在结温为 150°C 时计算的。假设 FET 4 的工作结温决定了额定功率。应该注意的是，允许的工作功率由外壳温度 Tc 决定和控制，如图 8(b) 所示。LVIC 和 FET 4 之间的温差可能达到 30°C 以上，具体取决于工作功率，如图 8(c) 所示。在模块设计中，固定 OT 保护水平通常为 LVIC 温度的 130°C。图 8(d) 表明 FET 4 的温度略高于 FET 3。图 9 说明了应用电路示例和实验设置。可以通过将 10kΩ 下拉电阻连接到 VOT（引脚编号 11）来禁用内部固定的过温保护功能，或者通过不连接电阻来启用。无论下拉电阻连接如何，用于检测 LVIC 温度的模拟电压输出 VOT 始终处于激活状态。建议使用 R2-C5 (2kΩ-10nF) 滤波器，以避免温度传感功能因噪声而发生故障。图 10 显示了红外摄像机拍摄的温度曲线。结果表明，在 50W 逆变器运行时，MOSFET 芯片中心区域的温度比 LVIC 部分的温度高出约 14°C。
图 8：模拟结果。（a）功率损耗，（b）允许工作电流，（c）温度上升，（d）温差
图 11(a) 显示了启用 OT 保护功能的实验结果。当 LVIC 温度达到其跳变水平（典型值 130°C）时，OTP 被激活。此时，测量的外壳温度 Tc 为 144°C。当 LVIC 温度降至其复位水平（典型值 100°C）时，OTP 操作被停用。显然，30°C 的 OTP 滞后水平是经过设计的。
还通过将 10kΩ 下拉电阻连接到引脚 11 来测试禁用 OT 保护情况下的温升，如图 11(b) 的测量结果所示。观察到当外壳温度 Tc 达到 160°C 时，LVIC 温度达到 144°C。出于安全考虑，逆变器系统已被故意关闭。
IPM 应用的另一项有趣研究是自举电容电压的变化，如图 12 所示。逆变器输出频率为 60Hz，开关频率为 20kHz。自举电压与输出电流一起表示
图9：应用电路示例
图 10：红外摄像机拍摄的温度曲线
逆变器的自举电压VBS在正电流时上升到接近VCC=15V，但在CBS=1uF时下降到接近13V。这是由于电流方向不同的充电机制造成的。输出电流为正时，电流要么流经高端MOSFET，要么流经低端体二极管。此时，低端体二极管导通时，自举电容CBS充电。如果充电过程中体二极管电压VSD不高于自举二极管的正向压降，则MOSFET IPM中的充电峰值电压将略低于VCC电源。输出电流为负时，当低端MOSFET作为有源开关器件时，充电电压将下降到与MOSFET的正向压降一样多。但是，自举电压是高端MOSFET的栅极驱动电源，只有当电流为正时才至关重要。当电流为正时，由于 MOSFET 的 VSD 较低，自举电压不会发生很大变化，因此无需使用大型自举电容器。只有当输出电流为正时，才可以使用足以将自举电压保持在 HVIC 待机电流范围内的小型自举电容器。在建议的 IPM 中，高端 UVLO 的设计典型值为 10V。
结论
我们介绍了一种新型超紧凑型表面贴装 IPM，用于家用电器中的低功率 BLDC 风扇电机驱动系统，其中主要关注的是耐用性、温度保护、功率耗散、电磁干扰、抗噪声和降低成本。尽管小型 MOSFET-IPM 已经达到一定的成熟度，但仍有一些问题需要解决，以进一步提高其性能并降低其成本。此外，IPM 技术及其应用方面的进步不断开辟新的发展趋势和工业兴趣。预计所提出的 IPM 可以显著增强逆变器板的简易性和可靠性设计，并可以提供相当经济高效的系统解决方案。
图 11：过温操作。（a）启用 OT，（b）禁用 OT
图 12：自举电容电压的变化
