隔离栅极驱动器提供电平转换、隔离和栅极驱动强度，以便操作功率器件。这些栅极驱动器的隔离特性允许高侧和低侧器件驱动，并且如果使用合适的器件，还能够提供安全屏障。图 1 显示了一个示例应用。 VDD1 和 VDD2 位于不同的接地参考上，并且每个电压可能不同。在本文中，引脚 1 至引脚 3 将被称为初级侧，引脚 4 至引脚 6 将被称为次级侧。栅极驱动器提供的隔离很容易达到数百伏，从而允许更高的系统总线电压。
合适的隔离栅极驱动器必须能够重现初级侧上出现的时序，并足够快地驱动功率器件的栅极，以使开关转换可接受。更快的开关转换可以降低开关损耗，因此快速开关的能力通常是受欢迎的特性。一般来说，在一种开关技术中，功率器件能够处理的功率越大，给栅极驱动器带来的负载就越大。隔离式栅极驱动器通常用于半桥配置，如图 2 所示。高侧驱动器必须能够在系统接地和 VBUS 电压之间摆动，同时为其功率器件提供必要的驱动强度。在驾车。
图 1：ADuM4120 的典型应用。
图 2：典型的半桥应用。
图 2：典型的半桥应用。
负载考虑
MOSFET/IGBT 栅极充电或放电所需的时间决定了器件的开关速度。在实际使用中，需要添加外部串联栅极电阻，以调整栅极电压上升/下降时间并与栅极驱动器 IC 共享功耗。通过将功率器件建模为电容器和具有通过外部串联栅极电阻运行的 MOSFET 输出级的栅极驱动器，我们得到了如图 3 所示的 RC 电路。该简化模型中的源峰值电流方程为 IPK_SRC = VDD/ (RDS(ON)_P + REXT)，灌电流峰值为 IPK_SNK = VDD/(RDS(ON)_N + REXT)。对于短路峰值电流测量，REXT 设置为 0 Ω，但在应用中存在外部串联电阻。
在哪里：
RDS(ON)_N 是栅极驱动器 NMOS 的导通电阻。
RDS(ON)_P 是栅极驱动器 PMOS 的导通电阻。
REXT 是外部串联栅极电阻。
CGATE_EQUIV 是功率器件的等效电容。
图 3：栅极充电和放电的简化 RC 模型。
数据表标题中的含糊之处 峰值电流的预期用途是以简洁的方式对栅极驱动强度进行比较，但该值的表示方式因部件和制造商而异。图 4 显示了 IV 曲线表示，以及栅极驱动制造商用来给出峰值电流值的一些常见水平。特定 MO??SFET 的 IV 曲线的饱和水平随硅工艺和温度的不同而变化很大，通常变化为典型值的 ±2 倍。
在许多数据表中，数据表中标注的峰值电流是典型的饱和电流，可以通过将输出短路到相对较大的电容，或通过在很短的时间内将驱动器脉冲到短路来找到该电流。很难找到明确显示输出驱动器在温度和工艺变化范围内的和 IV 曲线的数据表，但如果使用典型饱和数作为峰值电流值，就会有部分无法源或在实际应用中吸收那么多电流。有些数据表标注了饱和值，有些数据表标注了饱和值。描述驱动器中可用峰值电流的另一种方法是描述仍在 IV 曲线或线性电流的线性区域中的电流。通过指定此数字，用户可以知道应用程序中的所有部分将能够发送或接收超过此指定值的数据。该值是保守的，但用户可以知道，通过适当调整外部串联栅极电阻器的大小，栅极驱动器输出 FET 将不会在温度和工艺变化的情况下处于饱和区域。
峰值电流的生产测试通常非常困难，因为测试环境中接触器的电流受到限制。通过设计和/或特性来保证隔离栅极驱动器的峰值电流规格并不罕见。不同的制造商可能会或可能不会提及峰值电流的或值。因此，对于使用哪种峰值电流表达式来比较各个部件尚未达成一致。值得注意的是，峰值电流不是恒定电流或平均电流。如果栅极驱动器输出在输出 FET 的线性区域正常工作，则峰值电流仅在开关开始时存在。
图 4：输出驱动器 FET 的 IV 曲线示例。
尽管整个温度和工艺变化的和饱和曲线几乎从未出现在数据表中，但一些隔离栅极驱动器制造商提供了输出驱动器典型 IV 曲线。这可以表示为短路 IV 曲线，也可以使用外部串联栅极电阻来表示，以更接近地模拟实际应用的使用情况。当查看包含外部串联电阻的 IV 曲线时，电压轴通常在次级侧电压中指定，这意味着绘制的电压是内部 RDS(ON) 和外部串联栅极电阻之间共享的 VDD2 电压。图 5 显示了数据表中 ADuM4121 的典型 IV 曲线。应该注意的是，ADuM4121 在数据表标题中提到了 2 A 驱动能力，但典型的饱和电流超过 7 A。这是因为该特定数据表在标题中使用了峰值电流的保守定义，告诉用户该器件在所有温度和工艺变化下可以提供 2 A 的电流。该 IV 曲线也是使用 2 Ω 外部串联栅极电阻来获取的，以模拟实际应用性能。重要的是要确保用户比较产品的峰值电流定义在各个部件上是相同的，否则比较可能会错过关键因素。
图 5：ADuM4121 数据表 IV 曲线。
米勒电容
尽管 MOSFET 或 IGBT 大致呈现为电容性负载，但由于动态栅漏电容而存在非线性，从而导致米勒平台区域的电容在导通（图 6）和关断转换期间发生变化。在此米勒平台期间，需要栅极电容器的充电电流。峰值电流数不考虑此时的电流值。然而，较高的峰值电流意味着米勒平台区域的电流通常会更大。
图 6：显示米勒平台的 IGBT 导通转换。
功耗：一个主要考虑因素
为了对功率器件的栅极进行充电和放电，必须消耗能量。如果使用等效电容模型，并且每个开关周期都会发生栅极的完全充电和放电，则隔离式和非隔离式栅极驱动器的栅极开关动作所消耗的功率为：
P D I S S = C E Q × V 2 D D 2 × F S = Q G ? T O T × V D D 2 X F s
在哪里：
PDISS 是栅极开关一个周期内消耗的功率。
CEQ 是等效栅极电容。
VDD 2 是功率器件栅极的总电压摆幅。
QG_TOT 是功率器件的总栅极电荷。fS 是系统的开关频率。值得注意的是，等效栅极电容 CEQ 与功率器件数据表中的 CISS 不同。
它通常比 CISS 大 3 到 5 倍，并且总栅极电荷 QG_TOT 是一个更准确的数字。还应该注意的是，该方程中没有看到充电和放电的串联电阻，因为这仅与开关动作中消耗的总功率有关，而不是与栅极驱动器 IC 内具体消耗的功率有关。
由于隔离栅极驱动器的隔离特性，标准要求不同的隔离区域以足够的爬电距离和间隙距离分开。初级到次级区域路径中的任何电流导体都会减去爬电距离和间隙距离，因此，很少看到可用于隔离栅极驱动器的裸露焊盘或散热片。这意味着帮助降低集成电路热阻的主要方法之一不可用，从而导致将功耗转移到隔离式栅极驱动器封装之外以允许在给定工作点更高的环境温度下工作变得更加重要。
由于无法向隔离栅极驱动器添加散热片，所用封装的热阻大致与引脚数、内部金属化、引线框架连接和封装尺寸相关。对于给定的隔离式栅极驱动器部件编号，在比较可用部件时，封装尺寸、引脚数以及通常的引脚排列将相同，从而导致竞争部件之间的 theta-JA 编号大致相同。
栅极驱动器 IC 内的热耗散是导致内部结温升高的原因。公式 1 中计算的功耗是功率器件栅极开启和关闭时消耗的总功耗。栅极驱动器 IC 内的功耗在输出驱动 FET RDS(ON)_N 和 RDS(ON)_P 的内部电阻以及外部串联栅极电阻 REXT 之间分配。如果栅极驱动器主要工作在线性区，则栅极驱动器 IC 经历的功耗比率为：
12×RDC(ON)?NRDC(ON)?N+REXT+12×RDC(ON)?PRDC(ON)?P+REXT
如果 R DS(ON)_N = R DS(ON)_P = R DS(ON)，则公式 2 可简化为：
\frac{R_{DC(ON)}}{R_{DC(ON)}+R_{EXT}
栅极驱动器 IC 因功率器件开关而经历的总功率变为公式 1 乘以公式 3：
R DC (开) R DC (开) + R EXT×
从公式 4 可以看出，RDS(ON) 越小，隔离栅极驱动器内发生的功耗就越小。如果要满足所需的上升/下降时间，则应保留用于功率器件栅极充电和放电的 RC 常数。RC常数中的电阻是内部RDS(ON)和外部串联栅极电阻的串联组合。换句话说，如果在应用中使用两个竞争驱动器以具有相同的上升和下降速度，则具有较低 RDS(ON) 的驱动器允许使用更大的外部串联栅极电阻，同时保持总串联电阻相同，这意味着功耗更低栅极驱动器 IC 本身的耗散。
如果严格比较数据表中的值，看起来竞争对手 2 应提供强的栅极驱动，因此对于给定负载而言，具有快的上升和下降时间。为了简化分析，负载使用了分立陶瓷电容器，因此波形中不存在米勒平台。此外，仅使用双输出驱动器的一个输出。
对于个测试条件，每个驱动器通过图 3 所示的配置中的 0.5 Ω 外部串联栅极电阻加载 100 nF 电容器。在驱动器上执行单次开启和关闭，以保持驱动器内的功耗低的。该测试非常类似于峰值短路测试。结果如图8和图9所示。
图 8：开启测试。100 nF，0.5 Ω REXT。(a) 电压与时间的关系。(b) 当前与时间。
图 9：关断测试。100 nF，0.5 Ω REXT。(a) 电压与时间。(b) 当前与时间。
图8显示不同驱动器的开启速度存在较大差异。令人惊讶的是，市售峰值电流的驱动器的上升时间慢。电流波形显示驱动器提供的电流均超过承诺的电流值，但竞争对手 2 无法维持高电流。总上升时间是电流积分的函数。从图 9 所示的下降时间来看，所有三个部件的性能都相对相似。虽然各产品的峰值电流相似，但竞争对手 2 的持续电流。总体而言，这三个部件在关断测试中表现相似。从这个测试中，我们可以看到，使用数据表峰值电流数的数据表部分表现出比其他部分更低的驱动器强度。
第二个测试条件是调整所有三个驱动器，使上升和下降时间相似，然后以恒定的开关频率操作部件以评估热性能。如图 8 所示，ADuM4221 具有快的上升时间，允许使用更大的外部串联栅极电阻以匹配上升时间。
图 10：所有三个驱动器的调整上升/下降。通道 1 = 输入，通道 2 = ADuM4221，通道 3 = 竞争对手 1，通道 4 = 竞争对手 2。
其他司机的。结果发现，与采用 0.91 Ω 外部串联栅极电阻的竞争对手 1 和使用 0.97 Ω 外部串联栅极电阻进行开启的竞争对手 2 相比，1.87 Ω 外部串联栅极电阻使 ADuM4221 具有相似的上升和下降时间。ADuM4221 的关断电阻调整为 0.97 Ω。输入和输出波形如图10所示。
随着上升时间和下降时间调整为相等，积分
图 11：ADuM4221 热图像。
图 12：竞争对手 1 热图像。
图 13：竞争对手 2 热图像。
电流波形具有可比性，功率器件中的开关损耗在应用中也具有可比性。通过使用更大的外部串联栅极电阻，可以在隔离栅极驱动器外部分担更多的热负载。图 11、图 12 和图 13 显示了三个驱动器在相同环境温度下运行、开关频率为 100 kHz、次级侧电压为 15 V、负载电容为 100 nF 时的热图像。
热像仪的标线是隔离栅极驱动器的输出区域。其中每个右侧的亮点是外部串联栅极电阻。图 11 显示外部串联栅极电阻比其他两个热图像中的温度更高。这是预期的操作并且是可取的。所有三个测试都在相同的开关频率和相同的负载电容下运行，因此总功耗相同。外部电阻器消耗的功率越多，栅极驱动器 IC 本身消耗的功率就越少。
竞争产品 1 的 IC 表面温度比 ADuM4221 高 35.3°C，这表明竞争产品由于 RDS(ON) 较高而存在热限制。同样，与 ADuM4221 相比，竞争对手 2 的功耗导致表面温度升高 18.9°C，从而导致相同工作条件下栅极驱动器发热更多。这表明，在选择栅极驱动器时，考虑较低内阻带来的热性能非常重要。在较高环境温度下运行时，温度升高非常重要。表 2 列出了测试结果。REXT_ON（Ω）。
R EXT_ON (Ω)R EXT_ON (Ω)IC 温度 (°C)
ADuM42211.870.97104.6
竞争对手10.910.91139.9
竞争对手20.970.97123.5
表 2：热性能比较：温度越低越好。
结论
由于源电流和灌电流额定值的方式明显不同，因此根据粗略浏览数据表标题形成有关不同部件驱动强度的意见可能会产生误导。峰值电流定义缺乏透明度可能会过度销售或低估某个零件，并在客户端对其进行彻底评估之前极大地影响其被选用于特定应用的机会。确保以同类方式比较数据表中提到的峰值电流对于公平比较至关重要。评估隔离式栅极驱动器时，应考虑热余量和低 RDS(ON) 的重要性。尽管两个栅极驱动器可能能够调谐到相同的上升和下降值，
