在
开关模式电源转换器中，峰值电流控制因其固有的电流限制和易于控制而非常流行。但是，如果占空比高于 50%，就会出现不稳定问题。
一些背景：电流的上升斜率是 dI/dt = V CC / L P，其中 V CC 是电源电压，L P 是
变压器或输出电感器的电感。
下降斜率是 dI/dt = V R / L P，其中 V R 是反射到初级的次级电压 = (V O + V F ) × N P / N S。所以上升斜率取决于输入电压而下降斜率是恒定的。占空比 D 为：t ON / T = 1 / (1 + V CC /V R )。
以下示例假定反激式转换器，但降压或正向转换器也存在同样的问题。
在图1中，D < 0.5，即V CC > V R。黑色波形是电感（电感器或变压器初级）中的理论电流。如果电流有小的扰动，如红色波形所示，峰值电流限制会纠正误差，如图所示。系统本身是稳定的。
图1 稳定运行
图2 运行不稳定
在图 2中，当 V CC < V R或 D > 0.5 时显示相同的波形。现在电流的扰动（红色）导致占空比和平均电流发生显着变化。系统不稳定。如果我们绘制 D = 0.5 的波形，很容易看出电流误差在随后的周期中保持不变；我们正处于不稳定的边缘。
为了解决这个问题，我们不是将峰值电流与固定值进行比较，而是将其与斜坡进行比较，如图3所示。正如我们所看到的，有一个显着的改进：稳定性现在与占空比低于 0.5 时一样好。图 4显示，如果参考斜坡与下降电流斜坡具有相同的斜率，则恢复发生在单个周期内。
图 3 斜坡电流限制
图 4 与电感下降电流具有相同斜率的斜坡电流限制
然而，过多的斜率补偿会使转换器的行为更像电压模式转换器，而不是电流模式转换器。如果参考斜坡的斜率为当前斜率的 50%，则我们处于不稳定的极限。因此，参考斜坡的实际斜率在当前斜坡的 50% 和 100% 之间；75% 是一个不错的选择。这种添加参考斜坡的方法称为“斜率补偿”。
即使工作在占空比低于 50% 的降压、正向或反激式转换器中，增加的斜坡也有好处。如果电感高而电流纹波低，噪声可能会导致误关断。添加的斜坡使转换器稳定，少量就足够了。峰值电流限制的一个问题是平均电流随占空比变化。如果斜率补偿为50%，则可以看出平均电流不随占空比变化，电流控制回路得到改善。然而，当占空比接近 100% 时，可能会发生次谐波振荡。
通常无法访问 IC 控制器的参考电压。更简单的方法是在输入电流信号中添加一个斜坡：正斜坡与参考电压的负斜坡具有相同的效果。标准方法是使用 PWM 控制器的振荡器的斜坡，如图5所示。
图 5 典型的斜率补偿
该系统有两个缺点：
并非所有控制器都可以访问振荡器斜坡。
R1 的值必须非常低（R1 ? R2，例如，R1 = 0.1 × R2），因此尽管 Q1 缓冲
电阻器，但振荡器电路会加载并且频率可能会受损。
图 6中的设计理念 没有这些问题。它可以与任何控制器一起工作，而不依赖于其振荡器电路。
图 6 适用于任何控制器的斜率补偿
当栅极输出为高电平时，随着 R1 对 C1 充电，斜坡上升。当栅极输出下降时，C1 通过 D1 和 R3 放电。斜率补偿量由 R2 设置。
一个实际的例子将有助于理解电路和计算值。该示例是一个 10W 12V 连续模式反激式转换器。它必须在 135 至 390 VDC 输入下工作。
初级电感为 33mH，I max = 0.1A，所以 R5 = 10？对于 1V I S 阈值。
反射到初级的次级电压为 V R = (V O + V F ) × N P / N S = (12V + 0.6V) × N P / N S = 200V（匝数比为 16:1）。开关频率 = 100 kHz (T = 10?s)。
为获得相当线性的斜坡，其电压可选择为 1/3 V CC；也就是说，如果 V CC = 12V，则合理的峰值电压为 4V。那么斜坡振幅为 4V – 0.6V = 3.4V。
计算占空比：
D值 = 1 / (1 + V CC(值) / V R ) = 1 / (1+140V/200V) = 0.6
t ON(值) = 10?s × 0.6 = 6?s
坡道坡度：
(dV/dt)斜坡 = 3.4V / 6?s = 567×10 3 V/s
初级电流下降斜率：
dI/dt = 200V / 33mH = 6×10 3 A/s
R5 中电压的斜率：
(dV/dt)分流 = dI/dt × R5 = 60×10 3 V/s
计算 75% 斜率补偿的 R2：
R2 = R4 × (dV/dt)斜坡 / ((dV/dt)
分流器 × 0.75)
= 1 千？× 567×10 3 V/s / (60×10 3 V/s × 0.75) = 12.6k?
下一步是找到 R1 和 C1 的值，其中 R1 ? R2。我们必须使用充电电容方程：
t = RC ln((V CC – V 1 )/(V CC –V 2 )) 至 为 R1 和 C1 获取合适的值。在该示例中，t = 6?s，V CC = 12V，V 1 = 0.6V，V 2 = 4V，因此结果为 RC = 17?s。
一个好的选择是 C1 = 22nF 和 R1 = 750?。
放电电阻 R3 可以尽可能小，同时将峰值 D1 电流保持在其限制范围内；R3 × C1 ? t关闭。在我们的示例中，D1 是 BAS16，R3 = 47?，t OFF = 4?s，R3 × C1 = 1?s。
C2 的电抗必须远低于 R2；C2 = C1 是一个方便的选择。
