低待机功耗可控PFC关断的单输出PWM控制器

　　NCP1230设计了几个新技术特色以实现低待机功耗的中功率AC/DC开关电源，适于笔记本计算机、电池充电器及其它消费类电子设备。引线端子少，功能齐全，8PIN封装，包含了全部控制功能，建起一个有效的供电系统。它是一个电流型控制器，斜波补偿放在内部。加入了前端PFC的管理电路，并在待机时禁止PFC工作，自己进入跨越周期式工作，以限制峰值电流，且不会降到产生音频噪音的范围，内部含有高压起动源，消除了对外部起动元件的需要。

　　NCP1230的内部锁存功能，可用于OVP保护，令CS触发到3V去锁住PWM,并用拉下Vcc电压到地电平去复位，真实的过载保护，内部2.5ms的软起动，前沿消隐，频率抖动，改善EMI.

　　主要特点有：

　　●电流型控制，内部斜波补偿。

　　●内部高压起动电流源，极大降低起动功耗。

　　●超低待机功耗。

　　●低峰值电流的跨越周期能力。

　　●直接控制PFC的Vcc供给及关断。

　　●内部2.5ms软起动。

　　●内部前沿消隐。

　　●初级侧过流及过压保护。

　　●短路保护，利用辅助绕组协助完成。

　　●+500mA / -800mA峰值电流驱动能力。

　　●直接光耦反馈连接。

　　●定频工作，三个品种，65KHz,100KHz及133KHz.

　　●无铅作业。

　　主要应用场所为，中大功率AC/DC适配器，充电器，TV显示器等。

　　图1为典型应用电路：

图1  NCP1230组成的AC/DC简化电路

　　八个引脚功能描述如下：

　　1PIN PFC Vcc控制端，此端直接接PFC Vcc,内部经一低阻开关接自身Vcc,待机时及起时，令此开关关断，当VAUX稳定后，打开此开关，供PFC控制器起动。

　　2PIN FB回馈端，光耦的光电三极管集电极拉低此端电平以达到稳压调整，电流设置点减到峰值25%时，进入跨越周期。

　　3PIN CS / OVP电流检测端。它有三个功能，电流检测，内部斜波补偿信号取样，高于3V时锁死的OVP功能。

　　4PIN GND  IC公共端。

　　5PIN DRV驱动输出端，有+500mA / -800mA驱动能力。

　　6PIN Vcc控制器供电端，18V,7.7V关断。

　　7PIN  NC.

　　8PIN HV高压端子，直接接Bulk电容高压完成起动，给Vcc电容充电，正常工作后关断。

　　图2给出内部功能方框电路。

图2 NCP1230控制IC的内部等效电路

　　下面详细介绍NCP1230的功能特色及设计程序。

　　NCP1230是一个电流型控制器，其提供定频式PWM所需的全部功能，包括逻辑电路，保护

　　电路及输出驱动，适于低成本的、中、小功率脱线电源应用，诸如Note Book适配器，机顶盒，TV及监视器等。

　　NCP1230可以直接接高压源，提供无损起动。消除外部的起动电路，此外，它还具有PFC的Vcc输出端，用于给功率因数校正控制IC提供偏置电源，或给其它电路供电，NCP1230能管理此端子在其待机状态及在过载条件下的开与关。

　　PFC-Vcc

　　如NCP1230内部电路所示，它有一个低阻抗开关SW1,从6PIN到1PIN,当电源工作在正常负载下，PFC-Vcc信号给出35mA连续电流供PFC使用。

　　接在NCP1230的PFC Vcc端，直接送到PFC的控制芯片的Vcc处。仅要一支0.1μf旁路电容即可。

　　NCP1230的典型应用电路如图3。

图3  NCP1230的典型应用电路

　　反馈

　　反馈端设计成光耦光电三极管集电极直接接于FB端子，它通过内部20KΩ电阻上接Vcc电源，此反馈输入信号被1/3分压后，接到PWM比较器的反相输入端，而同相输入端接至电流检测信号（图4）。

图4 NCP1230的反馈连接法

 图5  反馈与跨越周期电路

　　NCP1230为峰值电流型控制器，此处，反馈信号正比于输出功率，在初始周期中，功率开关开启，变压器初级电流增长，当峰值电流达到反馈电压的水平时，PWM比较器即从低电平到高电平，复位PWM的锁存触发器，然后关断外功率开关，直到下一个振荡周期开始。

　　反馈输入端被箝制在正常的10V水平，以应对ESD保护。

　　跨越周期模式

　　反馈输入与跨越周期逻辑并联相接（图5），当反馈电压降到峰值电流的25%以下时，IC为防止此电流进一步减少，开始消隐输出脉冲，此称做跨越周期模式工作，当控制器进入跨越周期工作模式时，变压器的工作按猝发频率冲宽度工作，减小了平均输入功率。

　　此处，Vc - 控制端子电压（反馈输入）。

　　Ipk- 峰值初级电流。

　　Rs - 电流检测电阻。

　　3   - 反馈回路电阻分压比。

　　跨越电平 = 3V?25% = 0.75V.

　　此处：

　　此处，Pin - NC1230进入跨越周期模式的功耗水平。

　　Lp -初级电感。

　　F - NCP1230的工作频率。

　　此处，  τ-电源转换效率。

　　在跨越周期模式时，PFC-Vcc信号插入了一个高阻抗，只要轻载条件检测出来并开始执行，图6示出典型波形，部分给出正常工作条件，此时输出电压较低，结果是反馈信号较高，要控制器提供出功率。第二部分在正常负载，输出电平稳定状态。第三部分为输出功率降到25%的阈值以下时，此时出现125ms的起动时段。如果条件仍存在，NCP1230继续为低功率输出，内部开关SW1开路，PFC-Vcc信号输出为低。此时NCP1230进入跨越周期模式，FB端移到750mV的阈值水平。在跨越比较器处有100mv窗口，此过程取决于电源在轻载的条件及其时间常数。因为这时纹波幅度重迭于FB端，低于第二阈值（1.25V），PFC-Vcc比较器输出仍停在高电平。

　　在第四个部分，输出功率开始增加，反馈电压上升超过1.25V阈值。NCP1230离开跨越周期模式，又回到正常工作状态。

　　离开待机状态

　　当反馈电压升到超出1.25V时，跨越周期停止，SW1立即闭合，并重新供电给PFC,此处无延迟，在此时SW1立即开启。见图6。

图6   跨越周期工作波形

　　电流检测

　　NCP1230为峰值电流控制模式，电流检测输入内部箝制在1.0V,所以检测电阻由下面公式R Sense = 1.0V / Ipk  决定。

　　用一支18KΩ电阻接到CS端，另外一端接到内部振荡器的输出，用于斜波补偿。见图7。

图7   NCP1230的斜波补偿

　　斜波补偿

　　在开关电源中工作在连续导通模式（CCM）时系在占空比大于50%时，振荡器位于开关频率的一半处。为消除此条件，斜波补偿可以加到电流检测信号处，以校正次谐波振荡。对低的电流环增益，典型的产生于50%~100%的电感下斜处。

　　NCP1230提供一个内部2.3V峰峰值的斜波，其通过18KΩ电阻连接到电流检测端，为执行斜波补偿，需一支电阻从电流检测电阻处接到3PIN。

　　实例计算

　　如果我们假设用65KHz的NCP1230版本，在65KHz下，斜波的dv/dt是130mV/μS.我们设计的反激变换器，初级电感 为530μH.电源输出为12V,Np: Ns = 1:0.1,初级电流斜率在关断时间段为：

　　当在电流检测电阻（0.1Ω）强加上时，若选75%的电感电流的下斜作为我们所需求的斜波总量，那么我们将有27 mV/μS。

　　设内部补偿为130 mV,分压比推荐为0.207,因此：

　　前沿消隐

　　在开关电源中，在电流斜波起始点，因功率开关的栅源电容，变压器绕组间交连电容及输出整流管的反向恢复造成一个很大的电流尖刺，为防止它造成的不成熟地关断PWM的输出驱动，必须加入前沿消隐电路，令其与电流检测输入及PWM比较器串接。LEB电路的加入使电流检测信号在开始的250ns内将其消除。见图8.

图 8  前沿消隐电路

图9  短路保护的时序  1

　　短路保护

　　NCP1230采用辅助绕组去检测隔离的二次侧的输出状态来应对短路保护，这是与其它控制器完全不同的地方，这需要一些条件。（在本例中要有较大漏感）否则极难做短路保护及过载保护。在功率开关关断时，漏感重迭了一个大的尖峰电压于开关的漏极上，这个尖峰会在隔离的二次侧输出处检测出来，在辅助绕组中也能检测出来。因为辅助绕组也在此峰值处用二极管整流，这样辅助绕组的Vcc电容电压上也出现峰值于正常的平坦处，它也正比于输出水平。

　　为了解析这个结果，NCP1230监视此1.0V的错误标志。此错误标志（内部1V）维持高电平的话，立即开始一个125ms时段，如果此125ms时段结束时，错误标志仍旧维持，则控制器即决定有真实的故障条件，于是停止PWM的驱动输出，见图9.当其出现时，Vcc开始减小，因为电源已被锁住，当Vcc降到UVLO低电平（7.7V）阈值时，即进入锁住阶段。此时内部消耗降到680μA,Vcc端电压继续下滑，但速度减慢，当Vcc达到锁死电平（5.6V）时，电流源起动开通，再将Vcc拉高到UVLO的高端阈值，为限制故障时的输出功率，用两个电路分压器接于Vcc处，在电源重新起动之前需要两个起动程序，如果故障不再存在，错误标志变低，则控制器又回到正常状态。

　　在瞬态负载条件下，如果错误标志维持，错误标志通常会驱动一个125ms的时间段，控制器在此时间段内仍然正常工作。

　　如果125ms时间段超出，NCP1230又进入跨越周期模式，SW1开路，PFC-Vcc输出被关掉，不会再激活，直到故障移去，电源再次恢复正常。

　　在跨越周期模式时，为防止任何过热状态，希望猝发状态的占空比保持在20%以下。

　　锁死阶段还可以再开始，更传统地会在Vcc降到UVLO（7.7V）以下，在此故障检测期间，控制器不会等待125ms的时间输出，或错误标志在令它进入锁死之前就工作在跨越周期状态。这个状态如图10所示。

图10  短路保护的时序2

　　电流检测输入端的锁死

　　NCP1230特色中还有一个内部快速比较器（图8）它在控制器关断期间监视电流检测端子，如果因任何原因使3PIN电压超过3V,则NCP1230会立即停止PWM的驱动脉冲，并执行停在锁死状态，直到偏置源的周期停下来（即Vcc降到4.0V以下），这提供给设计师一个执行外部关断电路的柔性选择（如过压或过热保护）。当控制器因3PIN锁死时，SW1开路，关断PFC-Vcc输出。

　　图11示出如何执行对NCP1230的外部关断，利用一个容纳二极管及PNP三极管即可，仅在控制器输出OFF时，PNP才可能通过齐纳电压生效。为此使CS的信息在控制输出ON时离开控制，改变元件的接线安排，可以增加NTC器件用于过热保护（OTP）。

图11  高压起动及过压保护关断

　　驱动输出

　　NCP1230提供的驱动输出，可以通过一个限流电阻接到功率MOSFET的栅，驱动输出能力上升时间为40ns,内部的源出漏入电阻为12.3mΩ，该测量系在1nf电容负载条件。

　　起动顺序

　　NCP1230有一个内部的高压起动电流源（8PIN）直接接到外部高压DC总线（图11）当电源总线加电后，其内部电流源3.2mA给Vcc端外部电容充电（6PIN），见图12.当6PIN电压达到Vcc off （12.6V）时，电流源关断，以减少芯片功耗，NCP1230然后开启，驱动外部功率MOS.经变压器建立输出电压，并经过辅助绕组整流给Vcc电容充电。

图12 起动顺序示意图

　　在起动顺序中，控制器推出峰值电流，在经过2.5ms的软起动周期后，随着Ipk达到峰值设置点，内部的1V齐纳二极管激活限制此电流幅度到1.0V/ Rsense,并维持一个错误标志指示出电流条件开始监控。在此模式下，控制器必须决定，它是在正常起动过程中，还是其被强制在故障条件下，为决定两者的不同，错误标志维持125ms时段，然后倒计时，如果在125ms内标志去除，控制器复位，时段终结，然后正常起动顺序开始，SW1进入低阻抗，令PFC-Vcc输出使能。如果在125ms周期结束时，错误标志仍维持，那么控制器认定为故障条件，PWM控制器进入跨越周期工作模式。并禁止了PFC-Vcc的输出。

　　软起动

　　NCP1230特点是有一个内部2.5ms的软起动电路，当Vcc达到正常的12.6V时，软起动电路激活。软起动电路输出一个控制参照电压到放大器的反相端（图13），而同相端送入反馈信号输入，放大器的输出驱动一个FET,去箝制反馈信号，由于其软起动的输出为向上的斜波。它允许反馈端送到PWM比较器逐步从零增加到箝制电平1.0V（V/Rsense）这出现在2.5ms的软起动周期结束处，直到电源输出达到稳压，软起动还会在每次复位重新起动时被激活，图14示出软起动的顺序。

图  13  软起动电路部分

图14   软起动波形

　　频率抖动

　　频率抖动是用于软化EMI信号的一种方法，采用扩展开围绕控制器工作的开关频率的方法实现。NCP1230提供正常开关频率的 +/-6.4%的变化。内部产生出摆动的锯齿波上、下调节时钟，调制的周期为5ms,图15显示频率抖动的波形。

　　过热保护

　　内部采用一个热关断电路做集成电路的OTP.以防芯片超出结温，当芯片达到165℃时，控制器关断PWM的驱动输出。当此状态出现时，Vcc将降下，控制器不再能给出驱动脉冲。辅助绕组设有能量补充给Vcc的电容，当Vcc降到4.0V时Vcc重起电路激活，控制器重新起动，如果用户使用恒定电源供电，Vcc在过热关断时就不允许降到4V.NCP1230也不会重新起动，该特点提供了防止芯片因偶然过热导致的灾难性的故障。

图15  频率抖动波形图