用MR16LED替代1W至5WLED驱动

 测电路。这参考设计的功能框图如图1所示。

图1：安森美半导体用于MR16 LED替代应用的1 W至5 W LED驱动器GreenPoint?参考设计框图。
基本电源拓扑结构

降压-升压转换器的原理非常简单。导通状态时，输入电压源直接连接至电感(L)，从而在电感中积聚能量。在这个阶段，电容C为输出负载提供能量。关闭状态时，电感通过输出二极管连接至输出负载及电容，从而传输能量给负载。
 
图2：不带Vin补偿及带Vin补偿时的平均LED电流vs. Vin曲线。
因此，使用输入电压前馈补偿网络来减少由于Iout vs. Vin曲线的非线性响应导致的误差。由电阻R3、R5及加法电阻R4组成的电阻分压器网络(参见图5)用于增加Vin比例电压至FB引脚，从而在Vin增加时降低负载电流。这就起到使图2a曲线平坦化的效果，并降低了总体电流误差(见图2b)。
电阻R9和电容C6用于限制高输入电压外部开关的门极至源极电压。由R9和R2组成的电阻分压器网络用于设定门极至源极电压(Vgs)：
脉冲反馈电阻

电阻R7与二极管D5用于降低跳脉冲(pulse skipping)的可能性。由于突发模式控制仅涉及一个反馈电压及每周期交叉检测，并不包含使用窗口比较器，有可能产生跳过的脉冲(skipped pulse)，这跳过的脉冲不会影响直流调节，但如果脉冲有低频分量，可能会在LED应用中呈现闪烁。
R7和D5增加了流至Ct时序电容C2的电流。这有效地限制了NCP3065可提供的占空比。当条件允许低占空比时，R7和D5就使高于所需值的占空比不会出现。在关闭期间，需要D7来阻隔电压，因为这是降压-升压拓扑结构。更多有关脉冲反馈补偿的信息参见安森美半导体的NCP3065数据表。
交流工作Vs.直流

由于有半正弦波输入至降压-升压段，与纯粹直流输入相比，工作点就会不同。由于小尺寸是这设计的一项目标，故在全桥整流器后使用了极小的输入电容。
因此，这样一来，根据所选择的输入电容，线路电压能够降到低至3 V。故转换器的输入是全波整流正弦波。由于稳压器在电压低于约4 V时不工作(non-functional)，故存在稳压盲区(dead spot)。因此，我们稳压的是120 Hz线路周期中约80%的有限部分，其余约20%则没有稳压。采用交流输入工作时，这会降低平均电流约20%。
当采用大于12 Vac的电压工作时，应当考虑散热问题。在多数应用中，这个模块会增加热耗散。输入电压补偿增加了额外的交流补偿网络，从而应对不同的工作点。

齐纳二极管Z1和电阻R1，以及NCP3065的限流功能用于开路保护。在出现负载开路事件时，环路将尝试增加输出电压以满足零电流反馈的电流需求。当(Vin+Vout)超过Z1的电压时，电流会流过R1，触发NCP3065的限流功能。
短路保护通过输入端的熔丝F1来处理。电感型负载的浪涌保护也必须慎重考虑，特别是在变压器馈电系统中，这类系统携带大量的源电感，如景观照明应用中的磁变压器就是如此。需要选择恰当电压的浪涌保护器件，其电压不能超过功率FET门极至源极电压，并带有合理电压余量。这可能要求通过反复试验来选择，因为根据需要吸收能量的不同，钳位电压可能会扩展。
增加输出电流

这参考设计的配置针对的是350 mA平均LED电流。增加这参考电路板的电流调节点非常简单，只需要将电流感测电阻R8的值减半，即由250 mΩ减至125 mΩ。此外，也必须增加输入熔丝，以适应增大的输入电流消耗。当转向更高功率的设计时，根据外壳组件(housing)环境参数的不同，可能需要散热片。
测试结果

这参考设计在不同交流输入电压条件下的输出电流及在不同直流电压条件下的能效测试结果分别如图3a及3b所示。其中，如图3b所示，这参考设计在11至17 Vdc范围下能效高于0.75，这个能效数据在这类低功率应用中表现亮眼。

   图3：a) Iout vs. Vac                        b) 能效 vs. Vdc
参考设计电路图
这参考设计电路板的实物图见图4，完整电路图则见图5。

图4：参考设计实物图。(尺寸11 mm x 29 mm)。

图5：安森美半导体用于MR16 LED替代应用的1 W至5 W LED驱动器参考设计电路图。
总结：

本文分析了驱动高亮度LED的挑战，介绍了安森美半导体用于MR16 LED替代应用的1 W至5 W LED驱动器参考设计，包括基本的电路拓扑结构、提供平坦输出电流的突发模式控制、脉冲反馈补偿、交流与直流工作特性对比、保护特性，以及如何修改这参考设计以提供更大输出电流等。测试结果显示，这参考设计在不同交流电压条件下提供较平坦的输出电流，且在不同直流条件下提供出色的能效。