一种低压大电流DC/DC变换器的研究

　　摘 要：针对低压大电流DC/DC电源的特点，根据同步整流电路的要求，设计了一种倍流同步整流半桥变换器，并分析了其工作原理。通过pspice仿真，验证了该拓扑结构的可行性。

　　0  引言

　　随着微电子技术的飞速发展，集成电路要求其供电电路小体积、低电压、高效率、大电流输出。但是开关频率越大损耗就越多，同步整流技术的出现克服了这个缺陷。本文在同步整流技术的基础上，设计了一种倍流同步整流半桥变换器并分析了其工作原理。通过仿真分析验证了该拓扑结构的可行性，有效的减少了整流损耗。

　　1  拓扑结构

　　对于原边拓扑结构， 相对于升压型变换器来说，降压型变换器更加适合低压大电流变换器。降压型变换器中反激式变换器输出纹波较大，而推挽式主要应用于输入电压在12V以下的场合，两者都不适合低压大电流的要求。半桥式与全桥式相比减少了开关管的电压应力并且由于少了两个开关管，成本更低，成为更适合低压大电流要求的离线开关电源，因此本设计选用对称半桥。

　　对于副边拓扑结构，适用于低压大电流转换器的有正激式、中心抽头式和倍流整流式三种拓扑结构。一个周期内三种拓扑结构整流管的总损耗按上述顺序分别为：

　　可以看出正激式虽结构简单但整流损耗大于中心抽头式和倍流整流式。倍流整流与中心抽头式整流相比，虽然整流损耗相同，但高频变压器的副边绕组不用中心抽头，而大电流情况下中心抽头变压器设计和制作比较困难。可见倍流整流器是结合正激式和中心抽头式两者优点的新型整流器。

　　对半桥-倍流拓扑分析，若忽略整流管压降，可得各时段滤波电容CO端电流i_C；

　　在倍流拓扑中加电感L3与滤波电容CO串联，可得各时段滤波电容CO端电流i_C；

　　由上式可见，在滤波电容旁CO串联一电感，可使电流纹波减小为原来的（L+2L3）/L倍，更有效的减小了电流纹波。

　　综上所述，本文对称半桥-倍流拓扑结构如图1所示。

图1　倍流整流半桥变换器拓扑图

　　2 倍流同步整流半桥变换器工作原理

　　在低压大电流输出情况下，整流二极管的损耗尤其突出，开关频率越大损耗就越多，理想的同步整流技术可使同步整流管起到和整流二极管同样的作用。但由于同步整流管压降要小的多，所以有效的减少了损耗。于是利用同步整流管替代整流二极管构成了倍流同步整流半桥变换器。

　　2.1 变换器工作模式

　　假设电路各处均为理想状态，电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式。

　　模式a[t0-t1]    在t=t0时刻，开关管VQ1导通，VP=Vin/2。由于VQ1的导通，VQ2的漏源极电压Vds2=Vin。变压器副边电压Vsec为高电平，VQ4的门极也是高电平，VQ4导通。此时，负载的电流等于L1和L2两个输出电感电流之和，且全部流经VQ4。

图2模式a[t0-t1]

　　模式b[t1-t2]    在t=t1时刻，VQ1关断。由于变压器漏感Lk的存在，电流要继续维持原来的方向，所以，此时在变压器原边存在两个回路，一个是由C1，C01，Lk构成，；另一个是由C2，C02，Lk构成，此时，VQ3及VQ4都处于导通状态。

　　模式c[t2-t3]    在t=t2时刻，VQ2导通。VQ1处于关断状态，。变压器原边的电压为负，且等于输入电压的一半，即Vp=－Vin/2。相对应的同步管VQ3导通，所有的负载电流都会流经VQ3。

图4模式c[t2-t3]

　　模式d[t3-t4]    在t=t3时刻，VQ2关断。原边的工作原理同图3正好相反，这时，VQ1及VQ2都处于关断状态。存储在Lk中的能量对VQ1输出结电容C01放电，对VQ2输出结电容C02充电。变压器原副边的电压都为零，即在理想状况下，此时的VQ3和VQ4应同时导通，减小整流管的损耗。在模式d[t3-t4]后，重新开始下一个周期。

图5模式d[t3-t4]

　　图6示出变换器在理想驱动情况下的工作波形和时序。

图6理想情况下的工作波形

　　2.2 变换器外围电路工作原理

　　为了获得接近理想的工作波形，可以采用SG3525作为控制芯片，电路如图7所示。SG3525控制芯片输出端脚11和脚14可以输出互补信号，同时各加一个反相器，可以给出反相信号，控制开关管工作。当SG3525的14脚为正时，11脚与之相反为负，此时VQ1开通，VQ2关断，VSEC为正；与此同时，由于反相器的作用，VQ3 关断，VQ4开通。当SG3525的14脚为负时，11脚与之相反为正，此时VQ1关断，VQ2开通，VSEC为负；与此同时，由于反相器的作用，VQ3开通，VQ4关断。当处于死区时段时，SG3525的信号输出端脚11和14输出都为零，VSEC为零，由于反相器的作用，VQ3 、VQ4同时开通，有效的降低了导通损耗。

图7 同步整流电路原理图

　　2.3电路控制原理

　　系统采用电压闭环负反馈控制方法，输出电压V0作为反馈控制变量，与参考电压Vref比较利用SG3525控制芯片放大得到的误差信号Ve与锯齿波信号经PWM比较器比较，输出一定占空比的系列脉冲控制开关管，从而稳定输出电压。

图8 闭环控制原理图

　　3  仿真分析

　　仿真参数：VIN=300V，f=50KHz， D=0.4，V0=5V，P0 =100W，C1=C2=600uF，C3=20uF，C4=2uF，C5=1000uF，L1=L2=30uH，L3=10uH；开关管选用IRF255，RDS=0.2Ω，ID=21A，VDSS=250V，整理管选用IRF1407L，RDS=0.01Ω，ID=100A，VDSS=75V，变压比N=26。

图9 变压器原边电压

图10 变压器原边电流

图11 整流管VQ3电压

图12 整流管VQ3电流

图13 未加L3输出电感L1及L2电流

图14加L3后输出电感L1及L2电流

图15 输出电流

　　可以看出，图 14中由于加了L3电感，电流纹波比较图 13明显减小， 其余各点仿真波形非常接近理想情况下的工作波形，验证了该拓扑结构的高效性。

　　4  结束语

　　本文研究了一种低压大电流DC-DC变换器，在分析其工作原理的基础上，给出了相应的仿真结果，验证了这种变换器在低压大电流输出的情况下高效性。如果设计中采用磁集成技术还可以大幅减小变换器体积，同时变压器的漏感还应该尽量地减小，以减少原边振荡。相信随着对电源性能要求的提高，这种低压大电流DC-DC变换器会越来越广泛地被采用。