一种新型的移相控制电流型全桥PWM DC／DC变换器结构

0 引言

　　开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间

　　开关电源的发展趋势是高频、高功率密度、高效率、模块化以及低的电磁干扰（EMI）等，但传统的硬开关变换器不仅存在严重的电磁干扰（EMI），而且功率管的开关损耗限制了开关频率的提高，软开关应运而生。目前实现软开关主要有两种方法：一为零电压（ZVS）开关，另一种为零电流（ZCS）开关。

　　本文提出了一个采用移相控制的新型电流型全桥变换器，引入辅助电路来帮助两个上管实现零电压工作，利用变换器的寄生参数（变压器的漏感）来实现两个下管零电流工作。分析了它的工作原理以及实现软开关的条件，并终在Pspice仿真中验证了理论的正确性。

l 工作原理

　　开关电源的工作过程相当容易理解，在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式，与线性电源不同的是，PWM开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）/功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上所产生的损耗。

　　与线性电源相比，PWM开关电源更为有效的工作过程是通过“斩波”，即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。脉冲的占空比由开关电源的控制器来调节。一旦输入电压被斩成交流方波，其幅值就可以通过变压器来升高或降低。通过增加变压器的二次绕组数就可以增加输出的电压组数。这些交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。

　　图l所示为本人所提出的电流型移相控制PWM DC／DC全桥变换器。Lin为输入电感，Llk为变压器的漏感，CS1、CS2是和两个上管VT1、VT2并联的电容，VTa1、VTa2是辅助开关，Lrl、Lr2是谐振电感。

　　该变换器一个周期内共有十个开关模态，为了便于分析，我们作如下假设：

　　a.所有电感、电容、开关管和变压器均为理想器件。

　　b.输入电感Lin足够大，在一个开关周期中，输入电流Iin基本上可视为不变。

　　c.输出电容Co足够大，在一个开关周期中，输出电压Uo基本上可视为不变；

　　d.输入电感Lin远大于谐振电感Llk.

　　e. 特征阻抗谐振角频率 为变压器的变化。

　　各主要变量波形如图2所示，各开关模态的等效电路如图3所示。

    1）开关模态l[t0～t1]

　　t0时刻以前，原边电流通过主开关管VT2和VT4，负载由输出电容供电，如图3（a）所示。t1时刻，辅助开关管VTa1打开，CS2和Lr1开始谐振，如图3（b）所示，谐振电容电压的表达式为（初始电压为UCSl）：

　　经过半个谐振周期，电感电流为0，谐振电容电压变为一UCS1，故该模态持续时间：

　　此时，VTa1可以零电流关断。

　　2)开关模态2[t1～t2]

　　t1时刻，由于并联电容的存在，VT2可以零电压关断。如图3(c)所示，输入电流通过CS1，漏感Llk，变压器的原边以及VT4,CS1电压的表达式为：

　　副边电流通过VD1和VD4。t2时刻，电容两端电压降至为0，该模态持续时间：

　　3)开关模态3[t2～t3]

　　t2时刻，VT1零电压开通，如图3(d)所示，这期间该变换器像传统结构一样向负载供电。

　　4)开关模态4[t3～t4]

　　t3时刻，开通VT3，如图3(e)所示。VT3的电流开始线性增加，VT4的电流线性减小。表达式为：

　　t4时刻，VT3的电流上升至输入电流，VT4的电流减小到0，该模态的持续时间：

　　可见，VT3是零电流开通，VT4是零电流关断的。

　　5)开关模态5[t4～t5]

　　输入电流通过VT1和VT3，负载由输出电容供电，如图3(f)所示。变换器开始另一半周期的工作。

2 实现软开关的条件

　　由以上工作原理的分析，我们可知，变换器顺利实现软开关必须满足以下条件：

　　（1）VT1和VT2必须有死区时间，且该死区时间不能太大，否则其并联电容将被正向充电，以至零电压丢失。以前文分析的半个周期为例，VT2关闭后的死区时间不能太大以至于VT1的并联电容重新被正向充电，那么由式（5）可得，死区时间应该满足

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　　(2)VT3和VT4的重叠时间要足够大，以保证两个下管的电流可以顺利转换。以前文分析的半个周期为例，重叠时间内应该要保证VT4的电流顺利降为0，VT3顺利的上升至输入电流Iin。则由(8)式可得，重叠时间应该满足

3 仿真结果及分析

　　为了验证文本提出的变换器的原理，在Pspice里设计了一个50kHZ的模型进行验证。输入电流为Iin=10A，输出电压Uo=325V。一个周期内各仿真波形如图4所示。（a）图所示为主开关管VT1的电压电流波形，从图上我们可以看出VT1可以零电压开通和关断。由于IGBT有拖尾电流效应，因而实际中两个上管可以用MOS管来代替IGBT；（b）图所示为主开关管VT3的电压电流波形，可见VT3顺利的实现零电流开通和关断；（c）图为辅助开关VTa1的电压电流波形，由于辅助电路引入谐振来帮助主开关管实现零电压，因而它是可以零电流工作的，不会给变换器增加额外的损耗。

 

 

 

4 结束语

　　本文提出了一种新型的移相控制电流型全桥PWM DC／DC变换器结构。该结构利用辅助网络来帮助两个上管实现零电压工作，利用变压器的漏感来实现两个下管零电流工作。的仿真也证明了理论的正确性。由于结构上的特性，该变换器在多路输出的应用中有更独特的效果。