介绍在SMPS应用中选择IGBT和MOSFET的比较

　　随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。

　　开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

　　SMPS的进展

　　一直以来，离线式SMPS产业由功率半导体产业的功率元件发展所推动。作为主要的功率开关器件IGBT、功率MOSFET和功率二极管正不断改良，相应地也是明显地改善了SMPS的效率，减小了尺寸，重量和成本也随之降低。由于器件对应用性能的这种直接影响，SMPS设计人员必须比较不同半导体技术的各种优缺点以优化其设计。例如，MOSFET一般在较低功率应用及较高频应用（即功率《1000W及开关频率≥100kHz）中表现较好，而 IGBT则在较低频及较高功率设计中表现卓越。

　　导通损耗

　　除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltage tail）出现。

　　图1 IGBT等效电路

　　这种延迟引起了类饱和 （Quasi-saturation） 效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE（sat）值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗； Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。

　　图2 典型的导通能耗Eon和关断能耗Eoff 测试电路

　　开关电源 （Switch Mode Power Supply；SMPS） 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和 MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS （零电压转换） 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。

　　在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。对于像传统CCM升压PFC电路来说，升压二极管恢复特性在Eon （导通） 能耗的控制中极为重要。除了选择具有Trr和QRR的升压二极管之外，确保该二极管拥有软恢复特性也非常重要。

　　在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过，因而二极管的恢复特性决定了Eon损耗。

　　一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其应用匹配，具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE（sat）电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地，软恢复超快二极管，可与高频SMPS2开关模式IGBT组合封装在一起。

　　除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt 会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt 的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值 （见图3）。

　　图3 MOSFET的转移特性

　　假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从5.2V转换到6.7V，平均GFS为10A/（6.7V-5.2V）=6.7mΩ。

　　公式1 获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗

　　把平均GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS（avg）=6V，Ciss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。

　　同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE（avg） 和 GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并应用VGE（avg）下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS较高，而CIES较低。

　　传导损耗需谨慎

　　在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明差情况下的工作结温下进行的。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于2.92A后， MOSFET的传导损耗更大。

　　图4 传导损耗直流工作

　　图5 CCM升压PFC电路中的传导损耗

　　不过，图4中的直流传导损耗比较不适用于大部分应用。同时，图5中显示了传导损耗在CCM （连续电流模式）、升压PFC电路，125℃的结温以及85V的交流输入电压Vac和400 Vdc直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中，MOSFET-IGBT的曲线相交点为2.65A RMS。对PFC电路而言，当交流输入电流大于2.65A RMS时，MOSFET具有较大的传导损耗。2.65A PFC交流输入电流等于MOSFET中由公式2计算所得的2.29A RMS。MOSFET传导损耗、I2R，利用公式2定义的电流和MOSFET 125℃的RDS（on）可以计算得出。把RDS（on）随漏极电流变化的因素考虑在内，该传导损耗还可以进一步化，这种关系如图6所示。

　　图6 FCP11N60（MOSFET）： RDS（on）随IDRAIN和VGE的变化

　　一篇名为“如何将功率MOSFET的RDS（on）对漏极电流瞬态值的依赖性包含到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中”的IEEE文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数，RDS（on）变化对大多数SMPS拓扑的影响很小。

　　在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比7.5%的20A脉冲 （即5.5A RMS），则有效的RDS（on）将比5.5A（规格书中的测试电流）时的0.32欧姆大25%。

　　公式2 CCM PFC电路中的RMS电流

　　式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是 PFC 电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。

　　在实际应用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCE（sat）不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCE（ICE）=ICE×RFCE+VFCE。

　　图5中的示例仅考虑了CCM PFC电路的传导损耗，即假定设计目标在维持差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流输入电流下工作。它可以传导超过MOSFET 70% 的功率。

　　虽然IGBT的传导损耗较小，但大多数600V IGBT都是PT （Punch Through，穿透） 型器件。PT器件具有NTC （负温度系数）特性，不能并联分流。IGBT 在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET 来运行的，只是在漏源电压Uds 下降过程后期， PNP 晶体管由放大区至饱和，又增加了一段延迟时间。td（on） 为开通延迟时间， tri 为电流上升时间。实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton 即为td （on） tri 之和。漏源电压的下降时间由tfe1 和tfe2 组成。IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路产生。当选择这些驱动电路时，必须基于以下的参数来进行：器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。因为IGBT栅极- 发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行触发，不过由于IGBT的输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。

　　关断损耗 —问题尚未结束

　　在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾电流，这与清除图1中PNP BJT的少数载流子有关。图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供。

　　图7 本图表显示IGBT的Eoff随ICE及Tj的变化

　　图2显示了用于测量IGBT Eoff的典型测试电路， 它的测试电压，即图2中的VDD，因不同制造商及个别器件的BVCES而异。在比较器件时应考虑这测试条件中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下进行测试和工作将导致Eoff能耗降低。

　　降低栅极驱动关断阻抗对减小IGBT Eoff损耗影响极微。如图1所示，当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td（off）I。不过，降低Eoff驱动阻抗将会减少米勒电容 （Miller capacitance） CRES和关断VCE的 dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险，避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的开关动作。

　　ZVS和ZCS拓扑在降低MOSFET 和 IGBT的关断损耗方面很有优势。不过ZVS的工作优点在IGBT中没有那么大，因为当集电极电压上升到允许多余存储电荷进行耗散的电势值时，会引发拖尾冲击电流Eoff。ZCS拓扑可以提升的IGBT Eoff性能。

　　金属-氧化层-半导体-场效晶体管，简称金氧半场效晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET）是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管。MOSFET依照其“通道”的极性不同，可分为n-type与p-type的MOSFET，通常又称为NMOSFET与PMOSFET，其他简称尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。耗尽型与增强型主要区别是在制造SiO2绝缘层中有大量的正离子，使在P型衬底的界面上感应出较多的负电荷，即在两个N型区中间的P型硅内形成一N型硅薄层而形成一导电沟道，所以在VGS＝0时，有VDS作用时也有一定的ID（IDSS）；当VGS有电压时（可以是正电压或负电压），改变感应的负电荷数量，从而改变ID的大小。

　　MOSFET的 Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx （如图8所示） 产生一个电势，通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时，电流下降速度di/dt由Lx和VGS（th）决定。如果Lx=5nH，VGS（th）= 4V，则电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/μs。

　　图8 典型硬开关应用中的栅极驱动电路

　　总结

　　在选用功率开关器件时，并没有万全的解决方案，电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸，所有这些约束都会在做出选择时起着作用。在具有 Eon损耗的ZVS 和 ZCS应用中，MOSFET由于具有较快的开关速度和较少的关断损耗，因此能够在较高频率下工作。