浅谈软开关BOOST电路的分析与仿真方案

　　介绍一种改进型ZVT-BOOST电路，辅助管增加了无损吸收电路，进一步提高了软开关电路的效率。文中分析了电路的工作原理，给出了仿真与实验结果以及主要参数的设计。

　　有源功率因数校正（APFC）技术能够实现各种电源装置网侧电流正弦化，把非线性负载变换成为一个等效纯电阻，使功率因数接近1,极大地减少了电流的高次谐波，消除了无功损耗，减小了电磁干扰（EMI）。目前已进入商业实用阶段。由于是在电网和电源装置之间串联插入的功率校正装置，因此功率因数校正装置的可靠性和电效率显得尤为重要。能够实现功率因数校正的电路有多种，在功率较大的场合，BOOST电路具有许多优点而得到了广泛的应用[1].但是，单相BOOST型PFC硬开关变换器工作于电流连续模式（CCM）时，由于BOOST二极管的反向恢复，功率开关器件将产生很大的开通损耗（这部分损耗将占PFC电路总损耗的30%）[2].同时产生很大的干扰。这不仅降低了功率，更为严重的是，由于损耗引起温升，降低了可靠性。所以在大功率时，硬开关BOOST电路存在严重的缺陷[1].零电压过渡（ZVT）技术应用于BOOST电路很好地解决了二极管反向恢复问题。但是其辅助管工作于硬关断状态，将产生较大的关断损耗。

　　为了减少ZVT-BOOST电路辅助管的关断损耗，在辅助管上加入无损吸收电路，实现辅助管的软关断。电路如图1所示，图中C1、VD1就是关断时的无损耗吸收电路。

　　对于传统的BOOST电路，这个电路存在的问题在哪里呢？我们知道，电力电子的功率器件，并不是理想的器件。在基本的BOOST电路中：

　　1、当MOS管开通时，由于MOS管存在结电容，那么开通的时候，结电容COSS储存的能量几乎完全以热的方式消耗在MOS的导通过程。其损耗功率为COSSV2fS/2,fS是开关频率。

　　2、当MOS管开通时，升压二极管在由正向导通向反偏截止的过程中，存在一个反向恢复过程，在这个过程中，会有很大的电流尖峰流过二极管与MOS管，从而导致功率损耗。

　　3、当MOS关断时，虽然有结电容作为缓冲，但因为结电容太小，关断的过程电压与电流有较多的重叠，也产生一定的关断损耗。

　　下面我们来仿真一下基本的BOOST电路。因为BOOST电路的输入端是个大电感，在稳态工作时，电流基本不变，所以，在稳态时可以用电流源来代替。而输出因为是大的滤波电容，稳态时，电容电压基本不变，故而在稳态时可以用电压源来代替输出电容。

　　

我们进行瞬态分析，得到下图结果：

　　从图上可以看到：

　　1,MOS管在开通时，可以看到miller效应在驱动信号上造成的平台。

　　2,当MOS管开通时，在MOS的漏极和二极管上产生很大的尖峰电流。

　　从仿真结果来看，的确存在我们前面分析的容性开通、反向恢复等问题。

　　那么软开关就能解决这个问题吗？

　　下面我们先推出今天的个软开关的例子：此电路是我以前分析一华为通信电源模块时所见。

　　在这个电路中，我们主要增加了一个50uH电感、一个1000pF电容、一个辅助开关管HGTG30N60B3、一个钳位二极管MUR460等功率器件。

　　进行瞬态分析，我们得到如下结果：

　　在此图中，ga为辅助开关管驱动信号，g为主开关管驱动信号。ia为辅助开关管集电极电流信号，id为主开关管漏极电流信号。vdsa为辅助开关管VCE信号，vds为主开关关VDS信号。现在把工作原理分析如下：

　　t1时刻，辅管开始导通，由于辅管是双极性器件，所以容性开通的情况并不严重。ia波形从零开始缓慢上升，说明辅管是零电流开通。随着ia电流增加，当ia=iout的时候，输入电感电流完全流入辅助开关管，谐振电感电流开始过零反向流动，主开关管IXFH32N50的结电容开始通过谐振电感谐振放电。

　　t2时刻，主开关管的vds电压已经谐振到零，随后，主管的体二极管开始导通，把谐振电容钳位在0V,这时候，如果开通主管，则为零电压开通。

　　t3时刻，主开关管开通，从g的波形上可以看出来，主管开通驱动波形上不在有miller效应造成的平台，这也说明主管是零电压开通。

　　t4时刻，主管开通后，辅管就可以关断了。从波形上看，辅管的vce与集电极电流ia之间存在比较大的重叠区域。说明辅管的关断并不是软关断。辅管关断后，由于MUR460的钳位作用，辅管电压不可能超过输出电压vout.那么因为主管此时已经开通，而辅管的VCE为400V,那么谐振电感在400V电压作用下，电流快速上升。

　　t5时刻，主管的id达到了输入电流IIN,电路进入通常的PWM状态。直到t6.

　　t6时刻，主开关管关断，电感电流通过二极管向负载输出。主管因为并联了较大的snubber电容（1000pF），所以，关断时，vds以一个斜率上升，有较好的零电压关断特性。

　　可以看出，改进型ZVT-BOOST电路的主管在零电压下开通。关断时，并联电容减少了关断损耗。辅管由于增加了缓冲吸收电容C1,减少了关断损耗。而且吸收电路的能量（1/2）C1U2o向负载释放，没有造成损耗。因此，无损吸收进一步降低了原来ZVT-BOOST电路的损耗。

　　此电路的优点是：主管实现了零电压的开通与关断。升压二极管实现了"软"的关断。辅管实现了零电流开通。

　　缺点是：辅管的关断特性不好，有较大损耗。另外，钳位二极管，在主管关断后，也流过一定的电流，会让辅管开通的零电流效果变差，甚至产生电流尖峰，这一点也可以从仿真波形上看出来。

　　第二个例子，就是常见的ZVT零转换电路，先看一下原理图：

　　在这个原理图中，相对于基本的BOOST电路，谐振回路是并联在主回路上的。主开关管Q1,依然采用MOS,IXFH32N50,辅助开关管Q2采用IGBT,HGTG30N60b3,谐振电感L1,20uH,谐振电容C2,2nF,两个箝位二极管采用MUR460,主二极管采用MUR1560.设定好参数后，我们进行瞬态分析，得到波形如下图：

　　在此图中，g为主管驱动，vds为主管VDS波形，i（d）为主管漏极电流，ga为辅管驱动，i（a）为辅管集电极电流，vdsa为辅管VDS波形，i（l.i1）是谐振电感电流，i（p）主二极管电流。

　　工作原理分析如下：

　　t0时刻之前，主二极管导通，向负载供电。

　　t0时刻，辅管开通，由于电感L1的存在，辅管电流线性上升，主二极管电流线性下降。所以辅管是零电流开通，注意看辅管驱动波形上开通过程的miller效应是存在的。而主二极管的关断过程是相当的"软",反向恢复电流很小。在主二极管电流完全转移到电感L1中以后，主管的VDS电压开始谐振下降。

　　t1时刻，主管VDS电压降到零，然后主管的体二极管导通，将VDS箝位在零。此时开通主管的话，就属于零电压开通。

　　t2时刻，主管开通，从波形上可以看出，主管完全是零电压零电流的状态开通的。从栅极信号可以看出，没有开通过程的miller效应。主管开通后，辅管就可以关断了。

　　t3时刻，辅管关断。从波形上可以看到，关断过程中，辅管的VDS电压在C2的缓冲下缓慢上升，电压和电流重叠部分较小。因为仿真模型我没有找到更快速的IGBT,现实中，我们可以选择更高速的IGBT,那么，可以实现辅管的零电压关断。谐振电感L1中的能量向C2中转移。

　　t4时刻，当谐振电感L1能量完全转移到C2中以后，箝位二极管MUR460_2关断反偏。

　　t5时刻，主管关断。输入电流通过C2、MUR460_2、MUR460_1输出向负载。在C2的缓冲下，主管 的VDS电压则线性上升，呈现良好的零电压关断状态。

　　t6时刻，C2能量完全释放完毕，C2两端电压差为零。主二极管MUR1560导通，输入电流通过主二极管向负载输送能量。这样电路的工作过程就完成了。

　　第三个例子，此电路常见于DELTA的通信电源模块。从几百瓦到几千瓦的，好多型号都用了这个电路。是DELTA有保护的一个电路。见图：

　　在这个电路中，几乎不好说哪个管子是主管，哪个是辅管了。如果真的要定一个的话，我们就认为Q1,这个IGBT 为主管吧。此电路的驱动信号和前面的两个例子不同，是两路同样宽度，但相位不同的驱动信号。主管在前开通，辅管在后开通。仿真结果如下：

　　这个电路分析起来比较复杂。t0时刻之前，输入电流通过D1向负载供电。

　　t0时刻，Q1开始导通，从图上可以看出，Q1的集电极电流是按照一定的斜率从零开始上升的。故而认为Q1是零电流开通。Q1开通后，L1、C1,C2构成一个谐振回路，因为C1<

　　t1时刻，C1放电到零，这时候如果开启Q2,那么Q2就是零电压开通了。

　　t2时刻，Q2导通，从波形上可以看出，是零电压导通。L1电流继续在C2电压作用下降低。

　　t3时刻，Q1关断，因为有D2的存在，Q1上的电流被转移到了Q2中，所以，Q1是零电流关断。

　　t3~t4时刻，L1电流过零，并在C2电压作用下开始反向增加。

　　t4时刻，Q2关断，以为C1的作用，Q2是零电压关断。Q2关断后，L1,C1, C2再次谐振，C1电压上升。L1电流下降， L1低于输入电流时，D2导通，给C1充电。

　　t5时刻，C1上升到VOUT+|VC2|时，D1导通，开始向负载供电。同时，因为D2导通，L1电流在C2电压作用下开始上升。

　　t6时刻，L1电流上升到输入电流，D2截止，L1电流保持与输入电流相同，向负载供电。

　　第四个例子，无源无损软开关。前面讲过的例子，都是采用了至少两个开关管的电路结构。其优点，就是软开关效果好。具体先看原理图：

　

只需要一个开关管，控制也简单了。但是到底是否能起到软开关的效果呢？看看仿真结果吧：

　　t0时刻之前，输入电流通过L1, D1向负载供电。

　　t0时刻，Q1导通，由于L1的作用，Q1的集电极电流按照一个斜率从零开始上升，故而可以认为Q1是零电流开启。D1反向恢复电流很小。从驱动波形上看，存在miller效应。这也是此处不选用MOSFET的原因。因为用MOSFET的话，是容性开通，损耗比较大。Q1开通后，C1,C2,L1开始谐振，因为C2》C1,所以谐振频率由L1,C1决定。

　　t1时刻，经过四分之一周期的谐振，C1能量完全转移到了C2中， C1电压降为零，D2导通，开始了L1C2的谐振。L1电流在C2电压作用下谐振下降。

　　t2时刻，L1电流谐振到零，D2, D3截止，L1电流保持为零，C2电压维持在峰值保持不变。

　　t3时刻，Q1关断，因为C1的缓冲效应，Vce电压从零以一定的斜率上升，我们认为Q1是零电压关断。仿真的波形图上，因为IGBT的电流拖尾，我们看到关断损耗不是很小。幸运的是，现在已经出现了高速的IGBT,用在这个场合还是很合适的。

　　t4时刻，C2充电到输出电压，D3,D4导通，L1电流在C2电压的作用下，开始上升。输入电流开始从D2,D3,D4支路开始向L1,C2,D4支路转移。

　　t5时刻，L1电流等于输入电流，D2,D3截止。

　　t6时刻，C2电压降为零，D1开通，D4截止。电流经过L1, D1向负载供电。

　　无源无损软开关的优点是：

　　1,只需要一个开关管，控制方便。

　　2,因为吸收网络是无源器件，不会受到干扰，工作可靠。

　　缺点是：

　　1,开关管的开通是容性开通，所以用双极型开关管。

　　2,因为有一个过程是电流流经D2,D3,D4,压降比较大，有一定的损耗。

　　3,效率比前面例子中的软开管略低一点。

　　其实，不管是哪种仿真软件，算法从实质上来说，也都是差不多的。终都是要按照电路的基本原理来计算。

　　仿真的准确与否，关键是看模型的准确度，以及，为了仿真所作的简化合理性。

　　从我个人的感觉来说，pspice和saber仿真的可信度都是非常高的。

　　我目前做的一款很特别的电源，就是在仿真软件的协助下成功开发出来的。