一种双管正激磁集成变换器

     摘要: 双管正激磁集成变换器的高频变压器磁芯双向磁化, 提高了磁芯利用率。本文研究了导通占空比、开关管导通管压降以及变压器两原边的磁化电感等参数不一致时, 导致变压器磁芯偏磁问题。磁芯的磁化状态虽受上述参数的不一致影响而出现单向磁化现象, 但不会出现单向磁饱和, 双管正激磁集成变换器仍能稳定工作, 为能否采用平均电流控制模式或电压控制模式提供了理论依据。文中分析了变压器原边环流产生机理, 提出了一种减小环流的方法, 使环流减小一半。

　　双管正激变换器由于开关管电压应力低、可靠性高, 是目前工业界应用广泛的电路拓扑之一。

　　但双管正激变换器的高频变压器磁芯单向磁化、利用率低, 增大了变压器体积; 同时受变压器磁芯磁复位的限制, 导通占空比小于015, 限制了双管正激变换器在输出高电压场合的应用。为了克服双管正激变换器的上述缺点, 同时保留其可靠性高的优点, 文[6～ 9 ]对双管正激变换器单元进行了组合研究。为了提高可靠性和减小变压器体积, 文[ 10 ]应用双管正激磁集成变换器研制了额定输出48 V /50 A 通讯电源。为了抑制变压器磁芯偏磁问题, 文[10 ]采用了峰值电流控制模式。

　　本文研究了双管正激磁集成变换器由于参数不对称导致的高频变压器磁芯偏磁问题, 为能否采用平均电流控制模式或电压控制模式提供了理论依据。同时, 为了减小开关管电流应力, 分析了双管正激磁集成变换器中高频变压器原边环流产生的机理, 并提出了一种减小环流的方法。

　　1　工作原理

　　双管正激磁集成变换器电路拓扑如图1所示,两组双管正激变换器的控制脉冲移相180°, 在输入端交错并联, 分别用一个变压器的两个原边, 对变压器磁芯进行正、反双向激磁, 共用变压器副边经全桥整流后输出。变压器两原边匝数相同(N P1=N P2= N P ) , 原副边匝比N P: N S= n。为便于分析, 特作如下假设: 所有开关管、二极管均为理想器件, 所有开关管的导通占空比相同; 输出滤波电感电流连续, 变换器已进入稳态工作。

图1　双管正激磁集成变换器。

　　当开关管Q 1和Q 2导通时, 变压器正向激磁,磁化电流线性正向增大; 同时, 副边整流二极管D5,D8正偏导通, 变压器的原边1向负载传递能量,输出滤波电感电流iL 线性增大：

　　式中: n 为变压器原边与副边匝数之比; L f 为输出滤波电感量。在开关管Q 1和Q 2已关断、Q 3和Q 4导通前, 副边整流二极管D5～D8均正偏导通, 滤波电感电流经D5～D8续流、线性减小：

　　变压器原、副边均被箝位于零电压, 磁化电流从原边转移到了副边, 且保持不变。

　　下半个开关周期,Q 3和Q 4开始导通, 磁化电流从副边转移到原边2, 变压器反向激磁, 磁化电流开始线性减小到零并反向线性增大; 副边整流二极管D6,D7正偏导通, 变压器原边2向负载传递能量, 输出滤波电感电流以式(1) 线性增大。在开关管Q 3和Q 4已关断、Q 1和Q 2导通前, 滤波电感电流经D5～D8续流, 并以式(2) 线性减小; 变压器原、副边均被箝位于零电压, 磁化电流从原边转移到副边, 且保持不变。

　　由变换器稳态工作时滤波电感伏2秒面积平衡原理, 可得其输入输出电压增益：

　　式中D 为开关管导通占空比。上式表明, 磁集成变换器的输入输出电压增益是双管正激变换器的2倍。考虑两原边的漏感, 忽略副边漏感, 一个开关周期双管正激磁集成变换器有8个工作模态, 主要电压、电流工作波形及磁芯磁通变化曲线如图2所示。

图2　双管正激磁集成变换器主要工作波形。

　　2、几个重要特性的研究

　　2、1　占空比不一致对变压器磁芯磁化状态的影响

　　为了便于分析占空比不一致对磁芯磁化状态的影响, 假定两组双管正激变换器其他参数相同,仅开关管导通占空比不同, 并设Q 1,Q 2的导通占空比大于Q 3,Q 4的导通占空比。则由图2所示的工作波形可知, 变压器正向激磁时间大于反向激磁时间, 即有：

　　又由于变压器正向激磁和反向激磁时的磁通变化率相等, 即有：

　　式中: N P 为变压器原边匝数; V ds(on) 为开关管导通压降。式(4, 5) 表明: 变换器进入稳态工作前, 一个开关周期磁芯激磁与去磁的磁通变化量不相等, 磁芯开始积磁、单向磁化。变换器工作若干开关周期进入稳态后,Q 1,Q 2关断(Q 3,Q 4还未导通) 时, 滤波电感电流经D5～D8续流, 变压器原、副边被短路,磁化电流从变压器原边1转移到副边, 从副边带“·”端流入并经D5～D8续流; Q 3,Q 4导通时, 副边感应电势非“·”端为正, 上半个周期(Q 1,Q 2导通期间)从输入电源端吸收的磁化能量通过副边向负载释放, 变压器去磁, 磁化电流近似线性减小, 同时原边2仅向负载提供部分电能; Q 1,Q 2导通时, 变压器原边1提供磁芯磁化能量、滤波电感储量和负载能量,磁化电流和滤波电感电流近似线性增大。变换器进入稳态工作后, 磁芯的磁通变化曲线如图3所示。因此, 占空比不一致虽使磁芯单向磁化, 但磁通周期性地变化, 磁芯不会单向磁饱和, 双管正激磁集成变换器仍能稳定工作。

图3　占空比不一致、稳态工作时磁芯磁通变化曲线。

　　2、2　开关管导通压降不一致对磁芯磁化状态的影响

　　由于开关管参数分布的离散性, 即使相同型号的开关管, 它们的导通压降也不相同。假设双管磁集成变换器其他参数相同, 仅Q 1,Q 2的导通压降小于Q 3,Q 4的导通压降, 即：

　　变压器磁芯正向和反向激磁的磁通变化率分别为：

　　由式(6～ 8) 可知, 变换器稳态工作前的每个开关周期, 由于原边1激磁电压较高, 其在Q 1,Q 2导通时产生的正向激磁磁通变化量大于原边2在Q 3,Q 4导通时产生的反向激磁磁通变化量, 磁芯开始积磁、单向磁化。经若干开关周期进入稳态工作后, 变换器在Q 3,Q 4导通期间把上半个开关周期(Q 1,Q 2导通期间) 从输入电源端吸收的磁化能量通过副边全部释放到负载, 磁化电流周期性变化, 磁芯虽出现单向磁化, 但不会单向饱和。变换器进入稳态工作后,磁芯的磁通变化曲线与图3类似。

　　2、3　两原边磁化电感不等对磁芯磁化状态的影响

　　由于受变压器绕制工艺、磁路结构和磁芯材料等因素的制约, 很难保证一个变压器两原边磁化电感完全一致。假设其它参数完全对称, 仅变压器原边磁化电感不等：

　　式中L m1, L m2分别为原边1和原边2的磁化电感。磁芯正、反向激磁时磁化电流变化率分别为：

　　式中im1, im2分别为原边1和原边2的磁化电流。由式(9～ 11) 可知, 变换器稳态工作前的每个开关周期,磁芯正向激磁的磁化电流变化量大于反向激磁的磁化电流变化量, 即正向激磁的磁通变化量大于反向激磁的磁通变化量。变换器进入稳态工作时, 磁芯磁通变化曲线与图3类似, 变压器磁芯将出现单向磁化, 但不会单向磁饱和, 变换器仍能稳定工作。

　　2、4　原边环流的产生机理及减小措施

　　开关管Q 1～ Q 4 关断期间, 滤波电感电流经D5～D8续流, 变压器原、副边被短路, 开关管漏源极间电压均为输入电压的一半。Q 1,Q 2导通时, 变压器原边2带“·”端感应电势为正, 大小近似为输入电压。此时, 原边2的漏感L L 2,Q 3和Q 4的结电容以及D3和D4的结电容在原边2的感应电势和输入电源的共同作用下发生谐振, 谐振电流(环流) iL 2对Q 3和Q 4结电容充电, 同时对D3和D4的结电容放电。

　　当Q 3和Q 4的结电容电压上升到输入电压时,D3和D4保持正偏导通, 环流iL 2流经D3→输入电源→D4→L L 2→N P2回路, 在D3和D4的导通管压降以及Q 1和Q 2的导通压降作用下线性下降：

　　式中: V D3 (on) , V D4 (on) 分别为D3和D4的导通管压降;V Q 1 (on) ,V Q 2 (on) 分别为Q 1和Q 2的导通压降; L L 2为原边2的漏感。当环流iL 2下降到零时, D3和D4截止,原边2环流降到零。

　　同理可知,Q 3,Q 4导通时, 原边1也存在环流。

　　由于Q 1和Q 2导通时原边2存在环流, 原边1的电流为输出滤波电感电流折算值与原边2的环流折算值之和。因此, 环流的存在增大了Q 1和Q 2的电流应力, 增大了原边1的绕组铜损。同理, Q 3和Q 4导通时, 原边1的环流增大了Q 3和Q 4的电流应力以及原边2的绕组铜损。

　　由于LC 谐振电路的峰值电流(即环流峰值)与原边开关管和原边续流二极管的结电容成正比关系, 而与变压器漏感成反比关系。因此, 减小环流应从减小开关管和续流管的结电容以及增大漏感的角度出发, 应尽量选用结电容小的器件。采用器件串联方式显然能减小结电容, 但此方法显然有点笨拙。增大变压器原边漏感虽能减小环流, 但将造成变换器占空比丢失, 因此也不可取。对双管正激磁集成变换器做适当改进, 在原边续流二极管D1和D3中分别串联一小电感, 可减小环流, 又不造成变换器的占空比丢失。

　　3　仿真和实验

　　3、1　高频变压器磁芯磁化状态仿真

　　对图1所示的双管正激磁集成变换器进行仿真, 主要仿真参数: 输入电压150 VDC , 开关频率50 kHz, 输出滤波电感150 LH, 变压器两原边漏感均为1 LH。为了便于仿真分析磁芯磁化状态, 特设仿真变压器匝比为N P1··N P2··N S= 1··1··1。

　　3、1、1　占空比不一致时情况

　　主要仿真参数同前,D 1= 01425,D 2= 0141 (D 1为Q 1,Q 2导通占空比,D 2为Q 3,Q 4导通占空比) , 负载电流15 A , 变换器稳态工作时主要仿真波形如图4所示。仿真表明: 导通占空比不一致时, 变压器磁芯出现单向磁化, 但高频变压器磁芯磁化电流周期性地变化, 磁集成变换器仍能稳定工作; 占空比不一致使磁芯的部分磁化储能释放到负载, 导致变压器两原边电流不相等。

　
　　　

(a) 　开关管驱动信号、磁芯磁化电流

(b) 　变压器两原边电流
图4　占空比不一致(D 1= 01425,D 2= 0141)时仿真波形

 

　　3、1、2　管压降不一致时情况

　　主要仿真参数同前, 导通占空比01425, 开关管Q 1漏极串联一012 8 电阻, 变换器稳态工作时仿真波形如图5所示。仿真表明: 管压降不一致使磁芯单向磁化, 但磁化电流周期性地变化, 变换器稳定工作; 与占空比不一致情况类似, 管压降不一致使磁芯的部分磁化储能释放到负载, 导致变压器两原边电流不相等。

(a) 　开关管驱动信号、磁化电流

(b) 　变压器两原边电流
图5　管压降不一致时仿真波形

　　3、1、3　高频变压器两原边激磁电感不一致时情况

　　主要仿真参数同前, 原边1 激磁电感L m1= 215 mH、原边2激磁电感L m2= 2155 mH, 变换器稳态工作时仿真波形如图6所示。仿真表明: 激磁电感不一致时, 磁化电流周期性变化; 磁芯虽单向磁化, 但不会单向饱和。由于Q 3,Q 4导通期间部分磁芯磁化能量通过副边传递给负载, 导致流过原边2的电流小于流过原边1的电流, 两原边电流偏差大小与激磁电感偏差大小成正比。

(a) 　开关管驱动信号、磁化电流

(b) 　变压器两原边电流
图6　激磁电感不等(L m1= 215 mH,L m2=2155 mH)时仿真波形

　　3、2　环流仿真

　　对磁集成变换器产生的环流大小进行仿真, 改进型磁集成变换器原边续流管D1和D3上分别串联一5 LH 电感, 其它仿真参数如下: 输入电压150 V ,开关频率50 kHz, 滤波电感150 LH, 变压器匝比N P1··N P2··N S= 15··15·· 8, 两原边漏感均为012 LH,输出48 V ?5 A。图7为对应于改进型磁集成变换器稳态工作时两原边电流仿真波形, 图8为对应于原磁集成变换器稳态工作时两原边电流仿真波形。仿真表明: 改进型双管正激磁集成变换器环流峰值较小, 近似为原变换器环流峰值的一半。

图7　改进型变换器两原边电流

图8　原变换器两原边电流

　　3、3　实验

　　对图1所示双管正激磁集成变换器进行实验,主要实验参数: 输入电压150 V , 开关频率50 kHz,N P1÷N P2÷N S= 15÷ 15÷ 8, 原边漏感L L 1≈ L L 2= 016LH, 原边激磁电感L m1= 215 mH, L m2= 2155 mH,副边漏感L L 3≈ 014 LH, 输出滤波电感155 LH。变换器稳态工作、输出48 V ?5 A 时, 变压器原边电压、电流实验如图9所示, 变压器原边存在环流, 原边1的电流大于原边2的电流, 这是由于原边1的磁化电感小于原边2的磁化电感,Q 3,Q 4导通时磁芯磁化能量向负载释放。实验表明: 双管正激磁集成变换器能可靠、稳定地工作, 不存在磁芯单向饱和问题, 完全可以采用平均电流控制模式或电压控制模式。本实验采用平均电流控制模式。

(a) 　上: 原边1电压; 下: 原边1电流

(b) 　上: 原边2电压; 下: 原边2电流
图9　双管正激磁集成变换器实验波形

　　改进型磁集成变换器的原边续流二极管D1和D3分别串联一5 LH 电感, 其它实验参数同前, 变换器稳态工作时变压器两原边电压、电流实验波形如图10所示。

 

图10　改进型磁集成变换器实验波形

　　比较实验波形图9, 10表明: 改进型双管正激磁集成变换器的变压器原边环流比原磁集成变换器减小近一半, 实验与仿真基本一致。

　　4　结束语

　　双管正激磁集成变换器输入输出电压增益是双管正激变换器的2倍, 更适用于输出高压场合。在参数对称情况下, 双管正激磁集成变换器的高频变压器磁芯双向对称磁化, 磁芯利用率高; 在参数不对称的情况下, 高频变压器磁芯虽然会出现单向磁化现象, 但不会出现单向磁饱和。结果表明, 磁集成变换器完全可以采用平均电流控制模式或电压控制模式。本文还分析了高频变压器原边环流产生的机理, 提出了一种原边续流管串联一小电感的方法, 使环流减少一半, 从而有效减小了开关管电流应力。