基于802.11a标准的5 GHz振荡器设计

　　0 引言

　　随着宽带无线通信技术的不断发展和市场的不断扩大，802.11a标准的5 GHz无线射频频段以其数据传输速率快、信号质量好、干扰小等优点得到了越来越广泛的推广；随着CMOS工艺的进步．使其生产出的高集成度、低价、低功耗射频芯片比砷化镓工艺或双极性硅工艺的芯片具有明显的性价比优势，而压控振荡器(VCO)是射频通信系统中非常重要的组成元件之一。它主要应用于锁相环路和频率合成器中来实现的参考频率，对通信系统的性能至关重要。本文用先进的0．18μm CMOS工艺设计了一个工作在802．11a标准的振荡器。

　　1 振荡器原理

　　振荡器是把直流电流转换为周期变化的电压信号的电路，主要分为环形振荡器和电感电容振荡器。环形振荡器有较大的协调范围，易于集成而且占用面积小，但是环形振荡器的工作频率较低，且相位噪声差，影响了它在射频领域的应用。因为本文所要设计的振荡器频率要达到802．11a标准的5 GHz频段，已经达到射频级别，所以本文采用电感电容振荡器。

　　1．1 LC振荡器基本原理

　　基本的LC振荡器由三部分组成，电感变容管、电感和补偿无源器件损耗的负阻，结构如图1所示。

　　如果忽略振荡电路的晶体管寄生电容对振荡频率的影响，那么LC振荡器的频率表达式为：

　　根据公式(1)，改变LC就可以改变振荡器的频率。

　　1．2 平面螺旋电感

　　由(1)式可以看出，在射频电路里，电感是重要的参数。选用高Q值电感可以降低损耗，使振荡器在较小的跨导也可起振，这样就降低了起振的门槛。另外高Q值电感可以降低振荡器的相位噪声。在CMOS工艺中有两种电感可以选择，一种是键合线电感，另外一种是平面螺旋电感。由于图形对称良好的电感可以减少寄生电阻和寄生电容，减小电感消耗的能量，可以提供高Q值，因此本设计采用的是平面螺旋电感。

　　1．3 变容二极管的选取

　　CMOS工艺中可以制作两类类型的变容管：变容二极管(JV)和MOS变容二极管。下面分别介绍之。

　　1．3．1 变容二极管(JV)

　　变容二极管等效电路如图2所示。

　　其中Rc代表二极管的串联电阻，它主要是由于N阱材料的电阻率很高而形成的。另外N阱与衬底呈现相当大的电容，用Cn表示。在实际制作过程中可以用N+阱环绕P+阱，那样会使流经电容的电流有四个方向而得到较低的串联电阻值。反偏二极管的电容和电压的关系可用下式表示：

　　C0是外加电压为零时二极管的电容值，φ是结两边半导体的接触电势差，VR为控制电压。m是二极管电容的非线性系数，它和结两边的掺杂浓度的分布有关系，一般m的值在0.03～0.04之间。

　　1．3．2 MOS变容管

　　MOS变容管是把普通的MOS晶体管的源极(S)，漏极(D)以及衬底(B)连接起来，即B=D=S，使它变成一个两端器件，就可以把它看成电容。电容的大小受栅极电压(G)和衬底电压控制。

　　由式(2)就可以推导出MOS电容为：

　　由式(3)可以看出MOS电容和氧化层与硅之间的电容Cax，硅感应电荷产生的电容CS有关。

　　1．3．3 可变电容的性能参数

　　可变电容的参数对LC压控振荡器性能影响显著，譬如可变电容比、品质因数Q和截止频率fT都是很关键的参数。可变电容在外加电压的调节下电容发生变化，设Cmax，Cmin为它变化的电容。可变电容μ=Cmax/Cmin，由此可以看出可变电容比越大，振荡器可以调节的频率范围也就越大。有时候可用电容调制系数γ来表示变容管的相对变化量；

　　γ越大，可实现的频率调节范围就越宽。电容的品质因数表示了电容在一个振荡周期存储的能量和消耗的能量的比值，可以用式Q=l／2πfCR3表示。f是它的工作频率，R3是它的串联电阻。一般情况下Q和工作的频率有关，所以在说变容管的Q值时，必须指明它工作的频率。

　　通常定义使Q等于1的频率为变容管的截止频率，此时f=1／2πCR3截止频率决定了变容管的工作上限，一般它的工作频率要远小于截止频率fT。

　　在本论文所选用的0.18μm CMOS工艺中，可变电容有两种，因为变容二极管存在着导通电压的问题，所以我选用了变容MOS管。MOS变容管分为PMOS和NMOS，因为和NMOS管相比PMOS变容管具有衬底噪声小，品质因数大，闪烁噪声小的优势，所以，本振荡器选择的是PMOS可变电容。在这里本文根据各方面综合因素考虑终选取电容为指数为12，长为10μm，宽为0.5μm的电容，电容值0.25 pF，电容值0.6 pF，可调范围为0.35 pF。

　　2 相位噪声

　　相位噪声振荡器的输出信号，理想情况下应当是一个频谱纯净的正弦波，但是由于电子电路中的各种噪声以及温度、电源电压等变化都会对振荡器的输出信号产生影响，使输出信号的振幅、相位和频率发生改变，振荡器的输出信号就会发生畸变，会在中心频率附近的两个带状频率分布，这些不希望出现的能量分布，就是相位噪声。

　　相位噪声主要受三方面的影响：(1)LC谐振腔内的串联寄生电阻；(2)振荡器的差分对；(3)尾电流源。当使用线性时变模型来估算VCO的相位噪声的时候，就需要知道这三个噪声贡献的功率谱密度，通过经典的Leeson的相位噪声模型我们可以方便的计算出相位噪声。因此，这样分析就给出了明确优化电路的方向，所以需要做的是根据相位噪声的模型，来调整具体电路的参数，以达到一个相位噪声和功耗之间的值。

　　Leeson的经验相位噪声公式经过改进，可以写成(5)式。该式清楚说明了产生相位噪声的主要原因，对于改善VCO的性能具有重要指导意义。

　　式中，l(△w)为相位噪声(dBc／Hz)，F为有源器件的噪声系数，K为玻尔兹曼常数，T为热力学温度(K)，Pavs为振荡器平均输出功率(W)，w0为载波中心频率(rad)，△w为载波附近的频率位移小量(rad)，Q为振荡电路的等效品质因数，△wl／f3为有源器件的闪烁噪声拐角频率(rad)。

　　由上面修改后的Leeson公式并结合CMOS工艺的特点，要使VCO性能优良就必须减少VCO的相位噪声，本文采用以下几种方法进行：

　　(1)选用Q值高的电感。由于受片上电感寄生参数的影响，电感值不能过大，否则电感与寄生的电容发生谐振，若频率低于VCO的振荡频率，则VCO不能工作。

　　(2)增大VCO的输出功率。但是，要在直流功耗与输出功率之间折中考虑，同时，注意有源器件击穿电压的限制。晶体管尺寸的选择直接影响VCO的直流功耗与输出功率。本设计以Cadence Spectre环境下的仿真为依据，对晶体管尺寸与叉指数进行优化，得到满足性能要求的晶体管。

　　(3)选用噪声小的有源器件。随着集成电路制造工艺的不断进步，元件与衬底间的寄生电容电阻越来越小，选用新工艺也是提高电路性能的有效手段。

　　3 振荡器的设计

　　综合上述因素，在各方面进行折中之后，本文采用PMOS—NMOS交叉LC振荡器结构，如图3所示。

　　PMl、PM2、NM1、NM2为振荡器提供负租，NM5、NM6提供输出缓冲，本次设计使用的是Cadence公司的Speetre软件，所采用的工艺为O．18μm的CMOS工艺。所用的库内包含两种类型的模型库，一种为混合模型库，另外一种为RF模型库。混合模型库内的晶体管在相同尺寸下面积较小，适用于数模混合电路的设计。RF库提供的晶体管采用深阱技术，截止频率可达到40 GHz以上，远远超过本文的范围，并且提供的RF管具有保护环，增加了器件之间的隔离度，减少了噪声，比较适合射频电路的设计。因为本文所要设计的振荡器要达到射频频段，所以设计采用的是RF库。本次设计的电路工作频率在5．25 GHz左右，所用的器件全部选自RF模型库，没有使用理想元件。因为所有器件都来源于RF模型库，使得器件的众多寄生效应都得到考虑，所以仿真出的结果更接近于实际的情况。

　　主要参数设置：电感采用库内的高品质八角形对称电感，电感值L1为3.2 nH，指数为12；电容采用的是PMOS变容二极管，电容为0.25 PF，电容为0.6 PF，变化范围为0.35 PF；通过tran、pss、pnoise仿真得出主要性能指标，如图4、5、6所示，所设计振荡器在控制电压0～1.8V下振荡频率为4.01GHz～5.46 GHz，有良好的频谱纯度，变化范围为31％，覆盖了所要求的802.11a的两个频段5.15 GHz～5.35 GHz，输出振幅峰一峰值830 mV，相噪声为l MHz频率偏移下为一121dBc／Hz。本文设计的振荡器已经达到802.11a标准要求。

　　4 结论

　　本文介绍了一种使用0.18μm CMOS工艺，在Cadence Spectre软件下实现可应用于WLAN 802.11a标准的5.15 GHz～5.35 GHz频段的LC压控振荡器的设计。全部采用片上元件来实现，其电路采用差分形式交叉耦合电路结构实现，获得了较低的相位噪声，较高的输出电压摆幅。采用片上集成电感和PMOS变容二极管，整个电路实现了低功耗和较好的相位噪声。