对RFIC收发机设计来说，您需要大量的不同模拟技术和功能，如无线局域网(WLAN)或IEEE 802.11b中集成RFIC收发机发射部分应用的频域(谐波平衡)、混合频域和时域(电路包络)、电磁和混合数字域、频域和时域(无线测试台)。这些模拟技术速度快、效率高，对仍然使用传统时域模拟器的RFIC设计人员来说，他们仍应非常关注这些模拟技术。
图1中所示的直接转换发射机由带预定标器的VCO组成，它生成差分模式的正交本振(LO)信号，驱动I和Q混频器。与相对较低的功放器一样，可调谐模拟基带滤波器和放大器已经包括在芯片上。
对这一设计流程，假设系统设计人员已经使用行为模型完成设计，并已经把每个模块的初步技术数据提交给RFIC设计人员。RFIC设计人员可能已经有一个设计方案，其可能位于不同的制造流程中，在不同频率范围上运行，输出的功率过小或过高，或效率不够高等。因此，我们将假设设计人员先把设计中的每个模块转换成目标制造流程。必需调节每个模块的设计 (主要是偏置电压、电流和器件尺寸)，以获得基本功能。然后可能需要进一步调查和设计，保证其达到要求的性能水平，并"探索设计空间"，看
能不能以更低的成本(功耗、区域等)实现更好的性能。
为改善效率，在初步设计流程中使用的EDA工具应使得设计人员能够简便地扫描、调谐或优化直接影响电路重要响应的参数，这一点非常重要。此外，工具还应使得设计人员能够清楚灵活地查看模拟结果，并能够获得信息，清楚地存档结果。
在模块由少量正弦信号驱动时，可以从频域频谱中直接计算发射机电路模块感兴趣的绝大部分响应。因此使用频域模拟工具，其前提是它们能够处理电路的复杂性，我们将在本文中演示频域工具能够解算复杂程度超出想象的电路。频域模拟器具有额外的优势，它们可以直接处理频域模型和测得的数据，而不需生成某些集总等效电路。
为在现代通信系统中模拟复杂的被调制信号(如WLAN、WCDMA)，您需要的不仅仅是频域模拟。这是因为频域模拟太过于针对稳态响应，而复杂的被调制信号会随着时间随机变化。我们将介绍模拟这些被调制信号的多种不同方式。
在VCO设计中应用频域模拟
VCO设计的两个初始重要特点决定着可调谐谐振器的谐振频率范围及电路是否振荡。您可以从谐振电路开始（包括变容二极管和代替线圈的理想电感器），运行频域S参数模拟，并作为参数扫描谐调电路，将提供谐振器调谐范围。而调节电感值和/或变容二极管的尺寸应使您能够设置谐振器的调谐范围。一旦谐振器在希望的调谐范围内工作，应使用额定电感相同的平面螺线管代替理想的电感器 (Helic的VeloceRF为合成希望值的螺旋电感器提供了工具) 。可以使用平面电磁解算工具，模拟螺旋电感器，生成准确的可以用于所有VCO后续模拟中的频域模型。图2是测试谐振器调谐范围的模拟设置。图3是谐振器频响和调谐范围，其中作为参数扫描调谐电压。
如果VCO不振荡会怎么样呢？您怎样使用工具、确定原因及怎样解决问题？一半的VCO设计与谐振器有关，而另一半则与有源电路有关，有源电路在某个频率范围内生成负电阻，其足够大，可以克服谐振器中的损耗。如果模拟器表明VCO没有振荡，您可以去掉谐振器，换上测试信号，相对于频率和/或幅度扫描信号，使用它确定给谐振器带来的阻抗。如果这个阻抗的实数部分不为负，或者幅度太小，那么可以试着调节偏置电流和器件尺寸等部分，直到满足振荡条件。
VCO一旦运行，检验其是否在连接到预定标器上时还能在希望的频率范围内不断振荡就非常重要。图4表明在由VCO驱动时相对于调谐电压的预定标器的输出。
检验VCO/预定标器组合在温度和制造流程变化的情况下的工作状况。为执行这些模拟，您需要一个工具，简便地解算VCO和预定标器相对于扫描参数的运行情况。频域模拟器(在解算预定标器时给定生成瞬变的初始推测)特别适合这类扫描模拟，您希望获得电路相对于某个参数的稳态响应。这是因为在运行参数扫描时，频域模拟器对扫描参数值n-1使用电路的解算结果，作为使用扫描参数值n解算电路的初始推测。只要电路的响应相对于扫描参数变化得不是太快，那么可以迅速简便地找到解算结果。
对混频器设计应用频域模拟
在直接转换系统中，混频器通常用来把信号从RF转换到基带(在接收机中)或从基带转换到RF (在发射机中)。可以从输入和输出信号的稳态频域频谱中，直接计算出混频器技术数据，如变频增益和IP3 (三阶截获点)。如果使用纯时域模拟器(如SPICE)，那么输出频率与输入频率之比越大(这个比率对直接转换系统会特别大，因为基带靠近DC)，要求的模拟时间越长。这是因为在使用时域模拟器时，必须使用足够小的时间步进，对RF及其谐波取样，并使用足够长的结束时间，捕获整个周期中频率的信号。频域模拟器没有这个频
率比问题，因为要求的模拟时间不依赖信号的频率。
在检定混频器及设计中的其它模块以及优化性能时，能够扫描和优化参数。通过频域模拟，可以相对于任意扫描参数绘制想改善的性能特性图，也可以直接进行优化。例如，您很容易会看到相对于LO驱动幅度的电压转换增益，并确定预定标器的输出需要有多大。您可以很容易看到相对于输入信号幅度的变频增益，表明在压缩变得不能接受前基带信号可以有多大。图5说明了在扫描器件之一的选通宽度(其决定着偏置电流)上电压转换增益与三阶截获点之间的折衷。
通过这些参数扫描，设计人员应大体了解哪些参数对电压增益及三阶截获的影响。但是，如果可以迅速执行这些参数扫描(在本例中，扫描4个不同值的FET宽度及计算转换增益和IP3只需75秒)，那么可以简便地确定哪些参数有影响，哪些参数没有影响。
优化允许在试图改善不同的性能特性时同时改变多个参数。在本例中，我们改变了几个不同的器件的FET宽度，使变频增益和IP3同时达到。为测试优化器的强健程度，人为设置初始参数值，提供较差的性能。在不到25分钟的时间内，优化器使IP3点改善了大约14 dB，使电压转换增益改善了3
dB以上。
对WLAN信号失真进行模拟 在传统上，人们一直使用正弦波来检定和规定混频器和其它模块的指标。但是，在处理复杂的被调制信号时，正弦曲线技术数据(一般是增益压缩和IP3)可能并不能预测每个模块将引入的性能劣化。执行这些模拟要求：
● 数字处理功能，生成信号；
●能够把其转换成
晶体管级模拟器能够处理的随时间变化的信号；
● 频域和时域混合模拟器，有效处理高频RF信号及变化速度相对较低的调制信号；
●能够迅速检定电路行为，建立模拟效率远远高于晶体管级电路的模型；
● 编制好的模板，显示EVM、频谱、峰值和均值功率、星座图等结果。
模拟WLAN信号使用的工具基于UC Berkeley提供的Ptolemy模拟器 (数字处理)、协同模拟(同时进行数字处理和晶体管级或行为级模拟)、电路包络(用于混合频域和时域模拟)、自动检验建模(用来从自动扫描功率频域模拟中快速生成模型)及数据显示。这些工具相结合，构成了“无线测试台”，因此您不必精通所有底层工具和技术，就可以获得有用的结果。图6显示了混频器的输出频谱，它满足了WLAN频谱模板要求。
对基带链路应用频域和WTB模拟
基带模拟电路在传统上一直是使用时域模拟器模拟的，如SPICE。但没有任何理由不能对其应用频域模拟。还可以在基带电路上在频域中运行相同类型的增益和IP3 模拟，但在没有频率转换时除外。
我们试图检定基带链路(Gm-C 滤波器（参考文献1）和可变增益放大器)的非线性度。但是，由于滤波器结构，它没有传统的三阶非线性度(IP3点)。可以从双音扫描幅度模拟及得到的基础和三阶互调失真音调随输入信号幅度变化图中看出这一点，如图7所示。
互调失真音调没有以3:1的斜率提高，表明不能计算IP3点。在这种情况下，使用无线测试台模拟，查看基带链路使基带信号失真的程度。使用这种方法表明，基带链路引入的EVM与滤波器的带宽强烈相关，如果只是太窄的几MHz，EVM会迅速劣化到不能接受的水平(从15%到25 %)。
模拟功放器
在此设计中，功放器与收发机其余部分集成起来，用于输出功率相对较低的WLAN (802.11b)应用。
参数扫描和快速频域模拟可以对有源器件进行高效的负荷拉动模拟和源拉动模拟，其应该表明的负荷拉动阻抗和源拉动阻抗(并在需要时表明谐波阻抗)，以使传送的功率和/或功率加效率达到。图8表明了功放器输出级中使用的其中一个FET的负荷拉动模拟结果。
一旦知道了阻抗，实现阻抗可能要求的是螺旋电感器。如前所述，平面螺旋结构的电磁模拟会产生在频域中可以非常高效地模拟的、异常的模型。3dB增益压缩点以上的单音调扫描功率模拟只需大约5秒的时间。IP3点的双音调扫描功率模拟只需要大约30秒的时间。
下一步是创建放大器的提取视图，它使用Cadence AssuraRF，包括250,000多个寄生单元 (包括754个非线性单元)。在使用上面的谐波平衡频域模拟器时，在1.5 dB增益压缩点以上对这个提取视图进行单音调功率扫描模拟需要大约2小时38分钟的时间，表明谐波平衡能够处理非常大的电路。图9说明了提取视图模拟结果。
我们在放大器上进行了无线测试台模拟(要求大约40秒) ，而不是提取视图，确定可以提供的输入功率，同时仍满足输出频谱模板要求。
模拟整个发射机
终测试是为了检验整个发射机设计的性能，这里介绍的测试使用了在晶体管级建模的所有模块。
个模拟是在I和Q 基带链路上的输入上低速扫描基带I和Q信号幅度。在理想条件下，PA输出上的信号幅度应线性追踪I和Q输入组合创建的矢量幅度。任何幅度线性偏差及输出信号的任何相位变化都是失真。可以在发射机不同位置检查电压增益及相位变化，查看失真是在哪儿引入的。也可以确知基带信号幅度低于输出相位和幅度失真变得不可接受得大时的水平。这个模拟的规模很大，示意图中有近3500个器件，其中1500多个器件是非线性的，但在6分钟零8秒性模拟以建立初始推测之后，它只需要8分钟零20秒的时间。图10显示了模拟结果，表明如果从基带I和Q信号中提供的矢量幅度小于约0.25，那么增益压缩和相位误差要相当小。
还可以同时扫描I和Q基带信号的幅度和相位，以便放大器输出信号得到的幅度和相位清除螺旋。图11显示了基带输入信号，左边是基带链输出上的螺旋(标有“IF”，但其没有进行频率转换)，右边是功放器输出上的螺旋。注意，螺旋已经显示在作出任何RF处理前进行压缩。这为测试多个基带I和Q组合与RF输出信号的对映情况提供了一条快速途径。要求的模拟时间随着创建的螺旋的分辨率变化，但图12所示的粗螺旋只要求大约10 分钟的时间。
我们进行双边带调制测试，其中I和Q输入信号都是1 MHz的同相正弦曲线。VCO设成接近5 GHz，提供接近2.5 GHz的LO。因此，PA的输出有双边带频谱，其中心是LO频率。可以扫描基带正弦曲线的幅度，显示互调失真相应提高。这一模拟要求1小时19分钟，略长于上面介绍的比较简单的调制测试。模拟结果如图13所示。
作为晶体管级发射机的终测试，我们使用Ptolemy生成时域基带I和Q WLAN信号。这些信号从数据集读入发射机模拟，用来驱动I和Q 基带链路。这一模拟对666个符号要求接近10小时的时间。尽管这一时间很长，但它可以在晚上完成。从这里，我们可以看到输出轨道图、功率及是否满足频谱模板，如图14所示。
参考文献：
[1]. Y.P. Tsividis和J.O. Voorman, “集成式连续时间滤波器, 原理, 设计和应用,” IEEE Press, 1993。
