这里就用MOSFET代替BJT了,所以ids= ic , Vds=Vce , Coss也就是Cds代表输出电容。简单来说就是当MOS管一开始导通时输出电容Coss还保持Vds电压 ,随着Ids电流越来越大, Vds电压终于保持不住,开始下降。

直到管子完全开启。比较详细的开启过程是由Miller Plateau造成的,这里借用了网上一些解释Miller Plateau的图。
阶段1, Vgs < Vth,管子是关断的,所以Ids = 0 , Vds=high , ig充电Cgs。
阶段2 , Vgs > Vth,管子开启, Ids从0增加到iL被外部电流源电感钳住, Coss(Cds)上电压不能突变，保持Vds。
阶段3 ,进入Miller plateau , Vgs > Vth ,管子仍然保持开启, Coss开始discharge , Vds电压开始下降,于此同时Cgd开始被ig充电。Vg保持不变。
阶段4 , Vd下降到接近0点, ig继续给ig充电Cgs和Cgd充电。
阶段5 , Vg到达gate driver预定的电压,管子开启过程完成。
关断过程和开启过程类似,也会有Millr plateau效应。
我们可以看到,如果如果MOS管开启时VDS上有原始电压,那么MOS开启过程中就会有Ids和Vds的重重,那么会带来Switching Loss。
由于Coss上的能量在极短时间内被释放,电容上能量会损失掉(换算为Loss为0.5*Coss*Vds^2*fs) , 而且只要是非零电压开启( Non Zero Voltage Switching) , 

会给PCB和MOS的寄生电感与电容形成的谐振腔( resonant tank )引入比较大的dv/dt或者di/dt激励,

引起比较大的ringing ,甚至超过管子的额定电压,烧毁管子。
那么我们可以避免这种情况的发生吗?答案是可以的,也就是很多人提到的Zero Voltage Switching ,虽然会付出一定的代价。我们先看如何能实现软开关开启Zero Voltage Switching Turn on。

实现ZVS turn on很简单,只需要在我们开启管子前, Vds上的电压为零就好,这样Ids和Vds就没有重叠了, turn on switching loss为零,没有high di/dt, dv/dt问题,没有ringing !那么如何实现ZVS turn on呢?
分两种情况讨论: 1为PWM converter , 2为resonant converter (谐振变换器)。
一、对于PWM converter ,就拿最简单的两个管子的half bridge (其实也就是buck converter )做例子。
对于half bridge实现ZVS turn on ,我们希望当上管Q1开启时电流是流进switching node (vsw)的，也就是图中电感电流为负值，当下管Q2开启时我们希望电流是流出switching node (vsw)的,也就是电感电流为正值。

为什么这样就可以实现ZVS turn on了呢?我们就看上管Q1开启过程。如果电感电流iL为负,这时候我们先关闭Q2 ,这时候Q1还未开启,在这个deadtime中il会chargeQ2的Coss ,使Vsw抬高到Vin ,当然不能超过Vin ,

因为Q1的body diode会导通,钳位住Vsw到Vin ,这时候Q1的Vds就是Vin-Vsw=0 ,这时候我们开启Q1就实现ZVS了。
同理对于Q2开启时,如果电感电流为正,那么当首先关闭Q1管时, Vsw就会被电感电流拉低到0 ,因为iL>0, Q2的Coss会discharged到0 ,然后再开启Q2 ,就可以达到ZVS了。
这里有一张其他Topology的PWM converter的波形图,也和buck工作原理类似,大概可以看看基本原理,也就是电感电流为负时, Q1可以实现ZVS ,让Vsw的ringing比较小。而当电感电流为正时，实现不了ZVS , Vsw的ringing就比较大了。

二、对于resonant converter ,其实道理类似,我们也希望在我们开启管子前, Vds上的电压为零。那么对于resonant converter的half bridge ,我们希望看到的impedance为inductive ,也就是感性的,

这样switching node流出的电流I就会滞后于电压V ,现在ZVS turn on。

这是因为如果电流I是滞后与电压V的,这样在Q1开启之前电流I为负值就会charge Q2的Coss ,同时discharge Q1的Coss ,让V到Vin ,这样Q1就实现ZVS turn on了。

Q2开启之前,电流I为正，也会discharge Q2的Coss ,和charge Q1的Coss ,让V到0 ,这样Q2就实现ZVS了。
总结起来,要实现ZVS turn on,对于PWM ,需要电感电流为负,而且需要足够的deadtime ;对于resonant converter ,需要impedance为inductive ,而且也需要deadtime。
那么有人可能要问,对于PWM converter到底电感电流为多负? deadtime至少为多少可以保证ZVS ?对于resonant converter，impedance 到底为多少? deadtime为多少可以保证ZVS ?
要回答这个定量问题,其实是不那么简单的。对于PWM converter ,参考quasi-square-wave ZVS buck converters ,我们是可以画出state plane ,然后根据state plane图的几何关系定量分析出来的,但是非常繁琐,常常是七八个三角函数等式求解。

所以在设计上,就让开关频率小点,电感值小点,让电感电流ripple足够大,能达到负值就差不多了。
对于resonant converter ,倒是可以简单地通过积分方法,算出i与的积分,让这个it积分大于Coss上的charge就行。比如已知impedance ,算出V与I的phase shift ,然后换算成时间td ,然后在td上对电感电流进行积分,只要这个积分大于等于Coss*Vin就行了。

咱们说了soft switching, ZVS这么多好处,谈谈soft switching的弊端。
对于PWM converter可以看到为了实现ZVS ,减小了电感值,让电感电流ripple变大,最终达到负值,实现了ZVS，但是付出的代价就是inductor current的RMS值变大,各个元器件的导通损耗( conduction loss )大。

所以是牺牲了conduction loss换取switching loss和小ringing。

而且如果输出电流越大,我们需要实现ZVS的难度更大,需要进一步增大ripple ,造成RMS电流进一步增大,很有可能得不偿失,造成converter整体效率下降。
对于resonant converter ,在频率很高的情况下,有时候需要让impedance非常inductive ,也就是I滞后于V非常厉害才能有足够的charge q来实现ZVS ,这其实也是变相降低了有功功率的传输,因为V和I的phase lag比较大,

造成了converter的circulating current比较大，RMS电流值增大,也是增大了conduction loss。
所以在设计或者考虑ZVS等soft switching时需要对系统有个整体loss的把握,在conduction loss和switching loss之间做好trade-off ,这样才能设计出效率最高,最棒的converter。
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