RF电路布局的主要问题通常是电路的特征阻抗不理想，包括电路元件及其互联。引线覆铜层较薄，则等效于电感线，并与邻近的其它引线形成分布电容。引线穿过过孔时，也会表现出电感和电容特性。

过孔电容主要源于过孔焊盘侧的覆铜与地层覆铜之间构成的电容，它们之间由一个相当小的圆环隔开。另外一个影响源于金属过孔本身的圆柱。寄生电容的影响一般较小，通常只会造成高速数字信号的边沿变差(本文不对此加以讨论)。

过孔的影响是相应的互联方式所引起的寄生电感。因为RF PCB设计中，大多数金属过孔尺寸与集总元件的尺寸相同，可利用简单的公式估算电路过孔的影响：

式中，LVIA为过孔的集总电感;h为过孔高度，单位为英寸;d为过孔直径，单位为英寸2。

 

 

寄生电感往往对旁路电容的连接影响很大。理想的旁路电容在电源层与地层之间提供高频短路，但是，非理想过孔则会影响地层和电源层之间的低感通路。典型的 PCB过孔(d = 10 mil、h = 62.5 mil)大约等效于一个1.34nH电感。给定ISM-RF产品的特定工作频率，过孔会对敏感电路(例如，谐振槽路、滤波器以及匹配网络等)造成不良影响。

如果敏感电路共用过孔，例如π型网络的两个臂，则会产生其它问题。例如，放置一个等效于集总电感的理想过孔，等效原理图则与原电路设计有很大区别。与共用电流通路的串扰一样3，导致互感增大，加大串扰和馈通。

 

 

综上所述，电路布局需要遵循以下原则：

确保对敏感区域的过孔电感建模。

滤波器或匹配网络采用独立过孔。

注意，较薄的PCB覆铜会降低过孔寄生电感的影响。

引线长度

Maxim ISM-RF产品的数据资料往往建议使用尽可能短的高频输入、输出引线，从而将损耗和辐射降至。另一方面，这种损耗通常是由于非理想寄生参数引起的，所以寄生电感和电容都会影响电路布局，使用尽可能短的引线有助于降低寄生参数。通常情况下，10 mil宽、距离地层0.0625in的PCB引线，如果采用的是FR4电路板，则产生大约19nH/in的电感和大约1pF/in的分布电容。对于具有 20nH电感、3pF电容的LAN/混频器电路，电路、元器件布局非常紧凑时，会对有效元件值造成很大影响。

“Institute for Printed Circuits”中的IPC-D-317A4提供了一个行业标准方程，用于估算微带线PCB的各种阻抗参数。该文件在2003年被IPC-2251取代5，后者为各种PCB引线提供更准确的计算方法。可以通过各种渠道获得在线计算器，其中大多数都基于IPC-2251提供的方程式。密苏里理工大学的电磁兼容性实验室提供了一个非常实用的PCB引线阻抗计算方法6。

公认的计算微带线阻抗的标准是：

式中，εr为电介质的介电常数，h为引线距离地层的高度，w为引线宽度，t为引线厚度。w/h介于0.1至2.0、εr介于1至15之间时，该公式的计算结果相当准确7。

为评估引线长度的影响，确定引线寄生参数对理想电路的去谐效应更实用。本例中，我们讨论杂散电容和电感。用于微带线的特征电容标准方程为：

同理，可利用上述方程从方程式中计算得到特征电感：

举例说明，假设PCB厚度为0.0625in (h = 62.5 mil)，1盎司覆铜引线(t = 1.35 mil)，宽度为0.01in (w = 10 mil)，采用FR-4电路板。注意，FR-4的εr典型值为4.35法拉/米(F/m)，但范围可从4.0F/m至4.7F/m。本例计算得到的特征值为Z0 = 134Ω，C0 = 1.04pF/in，L0 = 18.7nH/in。

对于ISM-RF设计中，电路板上布局长度为12.7mm (0.5in)的引线，可产生大约0.5pF和9.3nH的寄生参数。这一等级的寄生参数对于接收器谐振槽路的影响(LC乘积的变化)，可能产生315MHz ±2%或433.92MHz ±3.5%的变化。由于引线寄生效应所产生的附加电容和电感，使得315MHz振荡频率的峰值达到312.17MHz，433.92MHz振荡频率的峰值达到426.61MHz。

另外一个例子是Maxim的超外差接收机(MAX7042)的谐振槽路，推荐使用的元件在315MHz时为1.2pF和30nH;433.92MHz时为0pF和16nH。利用方程计算谐振电路振荡频率：

评估板谐振电路应包括封装和布局的寄生效应，计算315MHz谐振频率时，寄生参数分别为7.3pF和7.5pF。注意，LC乘积表现为集总电容。

综上所述，布板须遵循以下原则：

保持引线长度尽可能短。

关键电路尽量靠近器件放置。

根据实际布局寄生效应对关键元件进行补偿。

平面走线电感

不建议使用平面走线或PCB螺旋电感，典型PCB制造工艺具有一定的不性，例如宽度、空间容差，从而对元件值影响非常大。因此，大多数受控和高Q值电感均为绕线式。其次，可以选择多层陶瓷电感，多层片式电容厂商也提供这种产品。尽管如此，有些设计者还是在不得已的情况下选择了螺线电感。计算平面螺旋电感的标准公式通常采用惠勒公式10：

式中，a为线圈的平均半径，单位为英寸;n为匝数;c为线圈磁芯的宽度(rOUTER - rINNER)，单位为英寸。当线圈的c 》 0.2a时11，该计算方法的在5%之内。

可以使用方形、六角形或其它形状的单层螺旋电感。可以找到非常好的近似方法，对集成电路晶圆上的平面电感进行建模。为了达到这一目的，对标准惠勒公式进行修改，得到非常适合小尺寸及方形规格的平面电感估算方法12。

式中，ρ为充填比：;n为匝数，dAVG为平均直径：。对于方形螺旋，K1 = 2.36，K2 = 2.75。13

避免使用这种电感的原因有很多，它们通常受空间限制而导致电感值减小。避免使用平面电感的主要原因是受限制的几何尺寸，以及对临界尺寸的控制较差，从而无法预测电感值。此外，PCB生产过程中很难控制实际电感值，电感还会将噪声耦合到电路的其它部分的趋向(参见上文中的引线耦合部分)。

总而言之，应该：

避免使用平面走线电感。

尽量使用绕线片式电感。