耍捉高开关电源的效率，就必须分辨和粗略估算各种损耗。开关电源内部的 损耗人致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。这些损 耗通常会在有损兀器件中同时出现，下liLI将分別讨论。
3.4节的表3-3给出/乜关主要损耗的位置和程度。表屮数据是效率未
经改善的基木开关电源的损耗值，H此这些数据可看作是某个特定电路的效 率值。在电源内部交流节点处吋以观察到主要损耗的分布情况。从单个或多个节 点（取决干电路拓扑是否采用变压器隔离），可以观察到功率开关和整流器的开 关过程和异通情况。域重要的交流节点是功率开关的漏极或集电极，其次是输出 整流器的阳极，在大多数情况下，这些节点是提高开关电源效率的关键点。
与功率开关有关的损耗
功率开关是典型的开关电源内部主要的两个损耗源之一。损耗基本h可分 为两部分：导通损耗和开关损耗。导通损耗是当功率器件已被开通，W.驱动和开 关波形匕经稳定以后，功率开关处于导通状态时的损耗；开关损耗是丨丨丨现在功率 丌关被驱动，进入一个新的T.作状态，驱动和开关波形处于过渡过程时的损耗。 这些阶段和它们的波形见图4-1。
导通损耗可由开关两端电压和电流波形乘积测得。这些波形都近似线性，导 通期间的功率损耗由式（4-1)给出。
图4-1功率开关损耗
尸 D(rlurt) _ Vsat ,sat(4_1)
控制这个损耗的典型方法是使功率开关导通期间的电压降。要达到这个 目的，设计者必须使开关工作在饱和状态。这些条件由式（4-2a)和式（4-2b) 给出，通过基极或栅极过电流驱动，确保由外部元器件而不是功率开关本身对集 电极或漏极电流进行控制。
BJT:尸D(conduct) = FCE/c(4-2a)
MOS： P D(TOnfiu〇t) — -^D^DS(on)(4-2b)
电源开关转换期间的开关损耗就更复杂，既有本身的因素，也有相关元器件 的影响。与损耗有关的波形只能通过电压探头接在漏源极（集射极）端的示波器 观察得到，交流电流探头可测量漏极或集电极电流。测量每一开关瞬间的损耗 时，必须使用带屏蔽的短引线探头，因为任何有长度的非屏蔽的导线都可能引入 其他电源发出的噪声，从而不能准确显示真实的波形。一旦得到了好的波形，就 可用简单的三角形和矩形分段求和的方法，粗略算出这两条曲线所包围的面积。 例如图4-1的开通损耗可用式（4-3)计算。
PD(tum-〇n) =fswivl/2lll + (/2 - 0/2^1^(4-3)
这个结果只是功率开关开通期间的损耗值，再加上关断和导通损耗可以得到 开关期间的总损耗值。
与输出整流器有关的损耗
在典型的非同步整流器开关电源内部的总损耗中，输出整流器的损耗占据了 全部损耗的40%～65%。所以理解这一节非常重要。从图4-2中可看到与输出整 流器有关的波形。
图4-2整流器损耗
整流器损耗也可以分成三个部分：开通损耗、导通损耗、关断损耗。
整流器的导通损耗就是在整流器导通并且电流电压波形稳定时的损耗。这个 损耗的抑制是通过选择流过一定电流时正向压降的整流管而实现的。PN二 极管具有更平坦的正向V-I特性，但电压降却比较高（0.7～1.IV);肖特基二极 管转折电压较低（0.3-0.6V)，但电压-电流特性不太陡，这意味着随着电流的 增大，它的正向电压的增加要比PN二极管更快。将波形中的过渡过程分段转化 成矩形和三角形面积，利用式（4-3)可以计算出这个损耗。
分析输出整流器的开关损耗则要复杂得多。整流器自身固有的特性在局部电 路内会引发很多问题。
开通期间，过渡过程是由整流管的正向恢复特性决定的。正向恢复时间‘ 是二极管两端加上正向电压到开始流过正向电流时所用的时间。对于PN型快恢 复—极管而目，这个时间是5～15ns。肖特基>极管由于自身固有的更局的结电 容，因此有时会表现出更长的正向恢复时间特性。尽管这个损耗不是很大，但它 能在电源内部引起其他的问题。正向恢复期间，电感和变压器没有很大的负载阻 抗，而功率开关或整流器仍处于关断状态，这使得储存的能量产生振荡，直至整 流器终开始流过正向电流并钳位功率信号。
关断瞬间，反向恢复特性起主要作用。当反向电压加在二极管两端时，PN 二极管的反向恢复特性由结内的载流子决定，这些迁移率受限的载流子需要从原 来进入结内的反方向出去，从而构成了流过二极管的反向电流。与此相关的损耗 可能会很大，因为在结区电荷被耗尽前，反向电压会迅速上升得很高，反向电流 通过变压器反射到侧功率开关，增加了功率管的损耗。以图4-1为例，可以 看到开通期间的电流峰值。
类似的反丨4恢复特性也会1丨丨现在高电压肖特基整流器屮，这一特性不足由载 流子引起的，而是由r这类H特基：极竹具有较高的结电容所致。所iB高电压肖 特某二极管就是它的反向击穿电压大于60V。
与滤波电容有关的损耗
输入输出滤波电容并不是开关电源的主耍损耗源，尽竹它们对电源的工作寿 命影响很大。如果输入电容选择不正确的话，会使得电源T.作时达不到它实际应 有的高效率。
姆个电容器都有与电容相串联的小电阻和电感。等效串联电阻（ESR)和等 效串联电感（ESL)是由电容器的结构所异致的寄生元件，它们都会阻碍外部信 号加在内部电容上。闪此电容器在且流工作时性能M好，但在电源的开关频率下 性能会差很多。
输入输出电容是功率丌关或输出整流器产牛的高频电流的来源（或储存 处），所以通过观察这些电流波形可以合理地确定流过这些电容ESR的电流。这 个电流不可避免地在电容内产生热量。设计滤波电容的主耍任务就是确保电容内 部发热足够低，以保证产品的沿命。式（4-4)给出了电容的ESR所产生的功率 损耗的计算式。
尸(输入电容）（4-4a)
或/Vsr)=荇/ESR (输丨丨丨电容：压）（4-4b)
不但电容模型中的电阻部分会引起问题，时且如果并联的电容器引出线不对 称，引线电感会使电容内部发热不均衡，从而缩短温度域卨的电容的寿命。
附加损耗
附加损耗5所有运行功率电路所需的功能器件有关，这些器件包括5控制 1C相关的电路以及反馈电路。相比于电源的其他损耗，这些损耗一般较小，仍 是可以作些分析看看足否有改进的可能。
宵先是jp{动电路。沼动电路从输入电压获得直流电流，使控制1C：和驱动电 路也足够的能量启动电源。如X这个启动电路不能在电源启动后切断电流，那么 电路会有高达3W的持续的损耗，损耗大小取决」:输入电压。
第二个主要方面是功率丌关驱动电路。如果功率开关用双极型功率晶体管， 则基极驱动电流必须人于品体管集电极e峰值电流除以增益（/k)。功率品体管 的典型增益在5 ~ 15之间，这意味着如果是10A的峰值电流，就耍求0.66～2A 的某极电流。基射极之间心0.7V^降，如X基极电流不是从非常接近0.7V的电 压取得，则会产生很人的损耗。
功率MOSFET驱动效率比双极型功率晶体管高。MOSFET栅极有两个勹漏源 极相连的等效电容，即栅源电容和漏源电容MOSFET栅极驱动的损耗来 自J:开通MOSFET时辅助电压对栅极电容的充电，关断MOSFET时又对地放电。 栅极驱动损耗汁算由式（4-5)给出。
^I) (gate) ~ ^t^drive2 +^I) ^(4-5)
0原文误为漏极《对这个损耗，除了选择和值较低的MOSFET，从而有可能略微降低 人栅极驱动电压以外，没有太多的办法。
与磁性元件有关的损耗
对一般设计下程师而言，这部分非常复杂。因为磁性元件术语的特殊性，以 下所述的损耗主要由磁心生产厂家以图表的形式表示，这非常便于使用。这#损 耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作丨h评价。
5变压器和电感有关的损耗主要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。 在设计和构造变压器和电感时可以控制这些损耗。
磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式侖关。它决定_/每个工作周期在B-沒曲 线内扫过的面积（见附录D的图D-3)。扫过的liLI积就是磁场力所作的功，磁场 力使磁心内的磁畴軍新排列，Jn过的面积越大，磁滞损耗就越大。该损耗山式 (4-6)给出。
P …kKfj-(4-6)
式中kh——材料的磁滞损耗常数；
Vc磁心体积，車位为cm3；
/sw开关频率，单位为Hz;
B)nax丁作磁通密度的偏移值，单位为G。
如公式屮所见，损耗是与丄作频率和人丄作磁通密度的二次方成正比。虽 然这个损耗不如功率开关和整流器内部的损耗人，但是处理不当也会成为一个M 题。在100kHz时，应设记为材料饱和磁通密度Bsat的50%。在500kHz时， 应设定为材料饱和磁通密度5^的25%。在1MHz时，Bmax应设定为材料饱和 磁通密度的10%。这是依据铁磁材料在开关电源（3C8等）巾所表现出来的 特性决记的。
涡流损耗比磁滞损耗小得多，但随若工作频率的提高而迅速增加，如式（4- 7)所示。
/V一(4-7)
式中材料的祸流损耗常数。
涡流是在强磁场屮磁心内部人范围内感应的环流。一般设计者没有太多办法 来减少这个损耗。
电阻损耗是变压器或电感内部绕组的电阻产生的损耗。有两种形式的电阻损 耗：直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗。且流电阻损耗由绕组导线的电阻与流过 的电流侖效值二次方的乘积所决定。集肤效成是由于在导线内强交流电磁场作用 卜，导线中心的电流被“推向”导线表面而使5线的电阻实际增加所致，电流在 更小的截面中流动使导线的有效直径显得小了。式（4-8)给出了这两个损耗在 个表达式屮的汁算式
jSif x 10~7jl^- r
V rm
:r 1K'：/
〇原文K为cm2。
式屮 mr——交流电阻和直流电阻的比值； rD(,——导线的且流电阻，单位是n。
/；w——开关频率，单位为Hz;
导线材料的札1对磁导率；
rrn——导体的电阻率。
实心导线可以用一定厚度的空心线代替，它的厚度由式（4-9)计算
漏感（用串联丫?绕组的小电感表示）使一部分磁通不与磁心交链而漏到周M 的空气和树料屮。它的特性几不受与之相关的变佧器或电感的影响，闪此绕组的 反射阻抗并不影响漏感的性能。
漏感会帶来一个M题，因为它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件屮 产4■:振荡能。在变压器和电感的结构设计中，要控制绕组的漏感大小。每一个 的漏感值都会不同，但能控制到采个额定值。
一些减少绕组漏感的通用经验法则是：加长绕组的长度、离磁心距离更 近、绕组之间的紧耦合技术，以及札1近的匝比（如接近1:1)。对通常W于DC- DC变换器的E-E型磁心，预计的漏感值是绕组电感的3%～5%。在离线式变换 器中，绕组的漏感可能高达绕组电感的12%，如果变压器耍满足严格的安 全规程的诂。用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕 组。
f面可以看到，漏感引起的附加损耗可以被利用。
在直流磁铁的应W场合，沿磁心的磁路一般需要有一个气隙。在铁氧体磁心 中，气隙是在磁心的中部，磁通从磁心的一端流向另一端，尽管磁力线会从磁心 的中心向外散开。气隙的存在产生了一块密集的磁通区域，这会引起临近线圈或 靠近气隙的金属部件内的涡流流动。这个损耗…般不是很大，但很难确定。
开关电源内的主要寄生参数概述
寄牛参数是电路内部实际元件无法预料的电气特性，它们一般会储存能， 并对元件起反作W而产生噪声和损耗。对设计者来说，分辨、定量、减小或 利用这些反作用是一个很大的挑战。在交流情况K，寄牛特性更加明显。典型的 开关电源内部有两个主耍的、存在较大交流值的节点，是功率开关的集电极 或漏极；第二是输出整流器的阳极。必须重点关汗这两个特殊的节点。
变换器内的主要寄生参数
在所心开关电源屮，心?珥常见的寄生参数，在观察变换器内主要交流节点 的波形时，可以明显看到它们的影响。有些器件的数据资料中，甚至给出了这些 参数，如MOSFET的寄斗:电容。两种常见变换器的主要寄斗:参数见图4-3。
有些寄斗:参数已明确记义，如MOSFET的电容，其他一些离故的寄生参数可 以用集屮参数表示，使建模变得史加容鉍。试图确定那呰没心明确定义的寄生参 数的值是非常困难的，通常用一个经验值确定，换句话说，在迸行软开关设计
时，元器件的选择以能得到结果为原则来进行。在线路图中，合适的地方放 置寄生元件非常重要，因为电气支路只在变换器工作的一部分时间内起作用。例 如，整流器的结电容只有在整流器反向偏置时会很大，而当二极管正向偏置时就 消失了。表4-1列出了一些容易确定的寄生参数和产生这些参数的元器件，以及 这些值的大致范围。某些特殊的寄生参数值可以从特定元器件的数据资料中获 得。
表4-1几种主要的寄生参数的产生源
低电压沟道MOSFET (/=〗~ 20A)。
肖特基和PN :极管在额定反向电爪时测得。
印制电路板（PCB)对寄生参数的影响无处不在，好的PCB布局规则可以尽 量减少这#影响（参见3.14节）。流过尖峰电流的印制线对由任?印制线所产生 的电感和电容很敏感，所以这些线必须短而粗。存在交流高电压的PCB焊点， 如功率开关的漏极或集电极或苕整流管的阳极，极舄与临近印制线产生耦合电 容，使交流噪声耦合到邻近的印制线屮。通过“过孔”连接可以使交流信号印制 线的上K层都流过NJ样的信弓?。其余寄牛参数的影响一般可归到相邻的寄牛元件 屮。
搞淸楚构成一个典型变换器的每个元器件上的寄斗:参数的性质，将有助于确 定磁性元件参数、设计PCB、设计EMI滤波器等。这是所分开关电源设汁屮M难 的一部分。
